回路シミュレーション part2

LTspiceにて非反転増幅器のSIMをしてみました。
回路図
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0595.png

シミュレーション用ファイル
http://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/LT1498-Amp-test1.asc

A=10倍　の出力を期待していますが、増幅がされません。
何故でしょうか？

>>58
C2が悪さをしている。

>>59
C2を取ると・・・

http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0597.png

　　・・・・orz

何故なのですかねぇ？

>>58
オペアンプの基本的な使い方を勉強してからやってね

R8 1k は不要・有害でしょう。＋入力端子の DC バイアス回路がありませんが、
これは必要です。まとめるとこうなります。
ttp://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0598.png

データシートによると LT1494/1495/1496 は Slew Rate 1V/ms (ms!), GBW 2.7kHz (kHz!)
という遅さです。0 〜 5V 間の最大振幅を期待するなら、正弦波にして 50Hz くらいが限度です。
あれ、LT1492, LT1494 と LT1498 を混同していませんか？　どれですか？　釣りですか？

きっと釣りではなくて、結果が思わしくないので OP アンプの品種を
とっかえひっかえしただけなんでしょうね。ごめんなさい。

>>62
ありがとうございます。
こちらでも修正して実行してみました。50Hzで動いていることが判りました。
教科書どうりの知識では、応用では使えないことを痛感しています。
もちろん釣りではありません。

20Hz〜10KHz程度のオーディオ・プリ・アンプを作ろうとしています。
この増幅に向くオペアンプを選ぶには、データシートのどのパラメータを
見れば良いでしょうか？

実際は、この後にフォトカプラを入れて、さらにその後に
同様のオペアンプを入れる回路構成です。
仕事ではなく、自宅のデジタル・オーディオアンプのノイズ対策です。
フォトカプラで、１ビット・デジタルオーディオ出力のEMIノイズを絶縁して、
アナログアンプにつなぎ、高域雑音を除こうとしています。

Vcc5Vの10K/（190K+10K)分圧を入力するのは、オフセット調整と呼ばれるものですか？
そのRの決め方の考え方も、できればアドバイス願います。
教科書には、これも書いてありません。

>>64
連投すみません。
GBWというパラメータと、入力する最大周波数fの関係式は
あるのでしょうか？
見ている教科書にはGBWの説明はありません。

>>64-65
やはり GBW とか Slew Rate とかの説明が書いてある解説本を２〜３読み、他の人が
設計した類似機能の回路をじっくり眺めて理解するのがよろしいかと思います。

簡単に答えられる質問に、簡単に答えておきます。
(1) Vcc 5V の10K/190K+10K) 分圧を入力するのは、オフセット調整と呼ばれるものですか？
いいえ。単電源動作 OP アンプの出力電圧が Vcc/2 になるようにするためのバイアス回路です。

(2) GBW というパラメータと、入力する最大周波数 f の関係式はあるのでしょうか？
増幅できる最大周波数の目安として GBW が使えます。実際には利得を決めないと
GBW と f の関係は定まりません。1 pole OP アンプの場合は単純な計算式で決まりますが、
2 pole 以上の OP アンプではずっと複雑な関係になります。これとは別に、高い周波数
での最大出力振幅に関係あるパラメーターとして Slew Rate が挙げられます。

ちょっと疑問なのですが、光ファイバー (デジタルオーディオ用光ケーブル) で接続する
方法では不都合なのですか？

>>66
誠にありがとうございます。
大学の授業やオペアンプ入門程度の知識では
実応用で歯が立たないのがよくわかりました。
応用回路例も注意して見て見ます。
手持ちのトランジスタ技術のバックナンバでどこまでできるか調べてみます。
オーディオ用光ファイバはこれから調べてみます。
ありがとうございました。

>大学の授業やオペアンプ入門程度の知識では実応用で歯が立たないのがよくわかりました。

いや、どうみても学生のが悪いだろう、これは。

>>67
http://www.atmarkit.co.jp/fpc/cableconnecter/sound_game/spdif_opt.html
こんな記事がTOPで出てきました。
世の中知らないところで進んでますね。

ｶﾙｱﾀﾏさんこことは軽蔑してますが・・・(･∀･)！

>見ている教科書にはGBWの説明はありません。


どんな教科書やねん

>>61　>>68　>>71　悪党三人組ですか？　カルアタマ？
Qより程度悪い。Qは悪態はつくが、気分の考えた情報を書き込むから参考になることも多かった。
おまえらは、頭も悪いし、性格も反抗的で、どうしようもない。

つられてみると、こんなとこで調べると、
http://robotics.me.es.osaka-u.ac.jp/~masutani/Opamp/node2.html
http://www.nahitech.com/nahitafu/mame/mame3/mame3.html
http://www.picfun.com/partops.html
http://www-nh.scphys.kyoto-u.ac.jp/~enyo/kougi/elec/node20.html
http://markun.cs.shinshu-u.ac.jp/learn/OPamp/whatop.html
実用応用の情報は、出てるとこはないんです。

誰でも自分の知ってることなんか専門内ですら狭いものですよ。
勉強もせず、知識も無ければ、考える努力もしない糞ども。
軽頭とか、最低の屑と思ってますよ。

>>72
2chで勉強になるのは、社会の大部分はバカな人が殆どであることが見えてくること。
頭が悪いだけでなく、性格がすごく悪い。
そういう屑らと、どう向き合うか、社会での生き方で2chはとても勉強になるんだ。

>>67 >>72
「OP アンプ　アプリケーション　ノート」 とか 「op amp application note」 とかいった
キーワードで Web 検索するとかなり見つかります。但し英語だったりすることもあるけれど。
ところでこの板の OP アンプスレは、レスが 1000 を超えて消えてしまったままのようですね。

Circuit Viewer Ver.3.0
http://www.micronet.co.jp/cv/index.htm

>70=>72=>73
恐ろしいほどにキレやすい香具師だな
お前に2チャンはムリポ

2chanはふたばなんだが。

>>76
こんなこと↓書いてる時点で、本人乙ということでしょ。軽への粘着具合といい。

>>72
>Qは悪態はつくが、気分の考えた情報を書き込むから参考になることも多かった。

>>74
RESありがとう。なんか、変なのが湧いてきて、ぐちゃぐちゃにされてしまうのが残念です。
こちらでは透明あぼ〜んで対応します。湧いてくるのを退治しても、また執拗に湧いてくる。

勉強不足を指摘しただけで悪態たれられるとは理不尽な。
いったい何様だお前は >>79

>>61の回答につきると思う。
>>79は、どうしても２ちゃんで質問したいなら初心者質問スレに行くべき
http://science4.2ch.net/test/read.cgi/denki/1139135849

折角の良スレを台無しにしないで欲しい。

>>81
問題を起こしているのは>>61や>>81などと思うが、>>61の自己弁護？

>>82
回答ができている香具師は>>62,　66　しかいないし。
あとの回答になってない文句屋は、迷惑なだけ。

>>82
気にするな。
お前は他人より、人として劣っていた。
ただそれだけのことだ。

>>83
親切に誘導してあげているのだから、速やかにスレ移動してください。

別に>>61を弁護している訳ではありませんし、そもそも弁護の必要がありません。
ここはオペアンプの使い方そのものを質問するスレではありません。
あなたの書き込みはスレ違いだと言うことです。

回答が出来ない能力レベルで、かつ攻撃本能みたして満足するタイプの方々のようですね。
GBWの説明が出来るレベルなら主張の正当性を認められるますが、いまのところそうした事実は出てこないですね。
技術論で行くのが筋なのに、それが出来ないから、己の愚かさを指摘されたことで、反発してくるのでしょう。
培風館のアナログ回路の解説書も入手して確認中ですが、スルーレートの説明がかろうじてある程度で、
GBWの説明は見当たりません。
これは、一見簡単そうな質問が、ひとつや二つ程度の文献ではカバーできないレベルの内容を含んでいるある事実を示しています。
反発している彼らは、調べることもしないから、それすら判らないわけです。
以降は、反発発言を戴いても、情報価値が無いだけでなく、迷惑なので、無視させて戴きます。

>>86
この不毛に見える醜いやりとりの中で学べるものは、なぜ世の中がうまくいかないのか、
虐め、喧嘩、抗争、そしてその究極の姿である戦争がなくならない理由の本質が見えてくることです。
技術者の間の職場がなぜうまくいかないのか、その理由も含まれています。

他山の石・・・これは一説には、よその山で採れた素性の悪い石であっても、磨けば光る
という教えです。そういう意味において、私は他山の石を磨く努力をせず、問題外として
産業廃棄物扱いにしている。そのあたりが、反発を招いている可能性があり、
検討の余地が無いわけではありません。ただし、可能性を考えると、殆ど期待できない
レベルの人材なのではないか、という予想です。

ちなみに産業廃棄物も環境汚染を起こしえるので
廃棄にあたっては十分な遮蔽など、扱いが難しいのです。
産廃は、ひとたび問題を起こすと、神栖の毒ガス砒素中毒のように
長期間にわたり大きな公害問題・社会問題を引き起こします。
簡単に無視をするわけにはいかない。そういう意味で
危険性を持った人物の扱いの難しさを考慮しておく必要が
あります。

('A`).｡oO（つうかおまいらシミュレーションスレだぞ・・
仕事や職場でうまくいかないのは本題からどんどんそれるからじゃね？まあ良いけど・・

上のアンプの出力ってどんな回路につなぐの？）

>>89
苦情はごもっとも。私も頭にきてます。

さて、アンプですが、�刄ｰ変調のオーディオ装置のアナログ出力に
EMIノイズが含まれ、受け側で可聴領域の高い周波数の雑音（シャーという雑音）
があるため、フォト・カプラでそのアイソレーションアンプを作ろうとしています。
私の専門外で、仕事ではなく、趣味です。

http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0598.png

こんなガキのお絵かきしかできん奴が暴れるんじゃねぇってんだ。
余所いけって言われてるだろ、糞が。

ポインタ張り間違えた
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0595.png
こっちだ。

>>90
アナログ入力、アナログ出力のアイソレーションアンプを HiFi オーディオ
の信号伝送に使おうという目論見ですか？

>>90
先回りして言っておきます。

＞・・EMIノイズが含まれ、受け側で可聴領域の高い周波数の雑音（シャーという雑音）
があるため、フォト・カプラでそのアイソレーションアンプを作ろうとしています。

・装置のある箇所でグランドを分離すれば問題のノイズがなくなる (or 減る)、という
実験結果があるのですか？
(ライン入力、電池電源のヘッドフォンアンプなどを使って確かめることができます。)

・アナログアイソレーションアンプは計測用途などに使われていますが、通常の増幅器に
比べて一般に直線性が劣ります。(A/D 変換 → デジタル信号伝送 → D/A 変換をしない
場合、±0.1 〜 0.05% とかのレベルです。値は歪率でなく直線性誤差です。)
これを HiFi オーディオの音声信号伝送に使うと、「サウンドエフェクター」になって
しまうおそれがあります。

・オーディオ信号のグランド絶縁をするのなら、オーディオ用の 600Ω : 600Ω トランスを
使うのが最も簡単です。600Ω ドライブ用のバッファーアンプは必要になるでしょうが、
音質は評価済みです。この用途のための 600Ω負荷をドライブできるオーディオ用 OP アンプ
もあるくらいです。

板に OP アンプスレがあるなら、そっちの話題なんでしょうが、まあ行きがかり上。

>>86
なるほど、意外と説明がないものですね。
負帰還増幅器とかボード線図の説明などにも出てくる、増幅器一般に関する用語です。

ttp://www.engj.ulst.ac.uk/sidk/resources/texas_op_amp.pdf
これ↑ (OP アンプの仕様・規格解説) によると (page 22)：
　GBW　Gain bandwidth product：
　　The product of the open-loop voltage amplification and the
　　frequency at which it is measured.

とあります。しかし私が見聞きしていたのはもう少し制限があって、
オープンループ利得の周波数特性が、ほぼ -6dB/oct (-20dB/dec) と見なせる領域で、
利得と周波数の積だというものです。利得 0dB まで位相補正された OP アンプ等だと、
そこまで細かいことを考えなくてもいいのは確かですが。

追記。GBW については
ttp://www.engj.ulst.ac.uk/sidk/resources/texas_op_amp.pdf
の page 37 以降で、もっと詳しく解説されています。

>96 で紹介した GBW の説明、それほど詳しくはなかった。ちょっと罪滅ぼし。

ttp://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0604.png
この図↑で見て、オープンループ利得は 80dB @100Hz, 60dB @1kHz, 40dB @10kHz,
20dB @100kHz。対数を真数に直して積を計算すると、結果はどれも 1MHz ですね。
(増幅利得は比率なので無名数。無名数×周波数　の単位は周波数です。)

これが増幅器の高周波性能の大まかな目安になりまして、GBW と呼んでいます。

誰か OP アンプすれを立ててください〜！

ID:au9pi4RJ
こいつなんかおかしいぞ

2chの初心者ということでよろしいでしょうか？

>99 「はねっ返りの、屁理屈+小便+小僧」ではないでしょうか。

>>95-97
ありがとうございます。
なるほど。OPアンプは、帰還無しで、その利得（対数）は周波数の対数軸に対して、
ほぼ直線的に減少する性質があるのですね。

GBWは、大雑把には、周波数と利得の積で一定。（ただし利得値は、対数による利得値を真数へと変換する）
よって、GBWが判れば、増幅目的周波数での利得が求まる。
逆に言えば、目的周波数と利得からGBWを求め、そのGBWでオペアンプをカタログ等から選別する目安とする・・・と解釈しました。

　　　　　　　　　　　　　　　　　/:
　　　　　　　　　　　　　　　　/　:
　　　　　　　　　　　　　　　/　　:
　　　　　　　　　　　　　　/　　　:
　　　　　　　　　 ∧∧　/　　　　:
＿＿＿＿＿＿ (,,ﾟ∀ﾟ)/＿＿＿_ :
　　　　　　　　　 | つ/） 　 　 ／|　:
　　　　　　　　〜|　.　| 　　／　｜　:
　　　　　　　　　 ∪∪　／　　 ,ﾉ　　 :
　　　　　　　 　 　 　 ／　　 ,ﾉ~　　　　:
￣￣￣￣￣￣￣￣|　　,ﾉ~ 　　　　　:
　　　　　　　 　 　 　 |.,ﾉ~
〜〜〜〜〜〜〜〜~

>>102 さんは、>>101 さんの問いに対して、とても 10 行 20 行の「かきこ」
では答えられません、ということを逆説的に言っているのだと思いますよ。
まあ、肯定的・プラス思考で解釈しましょうね。

>>101 はわたくしさんかな？
アイソレーションがどうしても必要なケースはまれだよ、
まず両機器を接続し動作させシャーが出たら、
入力端子のホット側の接続を断ち替わりに駆動側ｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽのダミー抵抗を要れる
これでノイズが止まる様ならアイソレーションは不用だ、
これを先にやって見極めれ。

>>102-103

　　　　　／V＼
　　　　/◎;;;,;,,,,ヽ
　＿　ﾑ::::(,,ﾟДﾟ)::|
ヽﾂ.（ﾉ:::::::::.:::::.:..|）
　 ヾソ:::::::::::::::::.:ﾉ 　俺様がそんな釣りに引っかかるとでも
　　 ｀ ー U'"U' 　　　　　　思っとんかよ

機器のフレーム Gnd ・信号 Gnd の扱いを間違えるとノイズが出ることは
あり得るが、たぶんハムノイズだろう。「シャー」ノイズは別原因だろうね。

オーディオでなく計測装置の話だが、ある機器のスイッチング電源が
コモンモードノイズを撒き散らしていて、そいつと信号 Gnd をつなぐだけで
ノイズフロアが持ち上がってしまうことがあった。

つなぐ側のGndの処理によってはかなり強くできる

>>106

>機器のフレーム Gnd ・信号 Gnd の扱いを間違えるとノイズが出ることは
>あり得るが、たぶんハムノイズだろう。「シャー」ノイズは別原因だろうね。

文章の意味がわからなかった。

　多分ハムノイズだ。　<->　｢シャー｣ノイズは別原因。

>オーディオでなく計測装置の話だが、ある機器のスイッチング電源が
>コモンモードノイズを撒き散らしていて、そいつと信号 Gnd をつなぐだけで
>ノイズフロアが持ち上がってしまうことがあった。

コモンモードノイズを撒き散らすの意味も不可解。
ノイズの伝わり方にノーマルモード、コモンモードがあるのであって、
ノイズそのものについて、コモンモードノイズを出すということがあるのだろうか？
ノイズが発生した時点で、コモンモードか、ノーマルモードの伝達経路は決まっていない。
あくまでノイズ発生後に、その伝達経路が出来、結果的にノーマルモードかコモンモードかが区別できると思う。

また、計測装置と測定対象の機器のＦＧが、地面あるいは地中を介して、グランドループを
形成していたのでは？ 　ＧＮＤをつなぐという、単線の接続だけでは、ノイズを流すループが
出来ないので、ノイズ経路の存在が説明できない。
例えば、それぞれの装置のＡＣコンセントの３端子中のＧＮＤが、地中グランドと接続され、
ノイズ経路のループを形成しているのではないだろうか。

>108的解釈で言うなら、
スイッチングレギュレータなどでは対地容量をループの一部とするようなノイズを出す。
中身は電磁放射で、コモンモードノイズとしてのみ観測できるので
観測上からも実態上からもコモンモードノイズを撒き散らすみたいな
言い回しをすることがあるな。
FG切っても出るので108最終段のような解釈やってたら物の役に立たん。
しかし完全にスレ違いだな。

>>109
そういう他人を侮辱するものの言い方は良くないと思う。
また論理的に筋道を立てて考え、言葉で正確に表現する。
または少なくとも理論的解明・説明の努力をする。
・・・これは技術者・研究者の場合、大切な態度に思う。

理論と式はけっこう誤解なく定まっても、解釈や記法は色々ありうる。
ノイズ許容範囲を定量的にデザインする段階では>108のような
電流ループに還元して扱うのがいっとう楽で好きだが、
106のような嫌らしい現象を定性的に扱うには向かんという話。
110が遭ったことないノイズなら流せ。

>>111
不快な文章は流すアドバイスに感謝します。
いやらしい（原因不明、目に見えない高周波／電子の振る舞い）こうした現象を
経験則だけにするのではなく、システマティックな理論解明をすることが望ましい
というのが私の考えの基本姿勢です。
その点で、スレ住人の一部と考え方が合わず、抗争が起こりえる環境があることを認識し、
憂慮したということです。流すという方法は、その解決を与える方法と思います。
設計者・研究者の実社会では、問題やさらに深刻で、まともな抗争に発展、それが継続的に
解決できないという経験をしていますが、2chでやりとりをすると、そうした抗争の根本原因の
本質が見えてきます。

>>112
>2chでやりとりをすると、そうした抗争の根本原因の本質が見えてきます。
そうなんだよ　まったく同感だなー

おまえら、スレ違いの話題を延々書き込んでいる、つまりルール違反をしているという認識はないのか？
偉そうなことを書いているが、やっていることは荒らしと同じだと思う。
２ちゃんだから何をやってもいいという訳ではない。

まあ、紹介まで。
http://science4.2ch.net/test/read.cgi/denki/1138545444/71

初歩的な質問で申し訳ありません

hパラメータを変数にした特性を取りたいのですが
Pspiceのcaptureでも可能ですか？

>>116
.step param ・・　なんていうのは使えるが、それでは困ることがあるの？

>>116
等価回路を書き下す。(必要なだけ複雑にしてよい)
目的とする特性を h パラメーターで表す関数を求める。あとはその関数を表示するだけ。

あっ、過渡応答特性だったら話は別です。

＞116　hパラメータを変数にした特性
「特性」って、具体的にどんな特性ですか？

>>115 で紹介した、「電子回路のみならず、物体の加速などという運動学の側面も
シミュレートできる」ことの一例として、ステッピングモーターによる駆動の様相
をシミュレートしてみました。２相モーターで２相励磁あたりを想定しています。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0620.png

最初、電子回路のほうもやってみたのですが、ほぼ定電流駆動でステッピングレート
が低ければ、コイルインダクタンス ≒ ０とみなして差し支えないという結果が
得られました。まずは簡略化して進みます。

停止状態からステッピングレート 1/5ms (200 step/s, pps) で正回転させ、
適当なところで急停止させます。
駆動していることを (角加速度) どう表現するか、ということについては、
まず B2 の int(4*(v(tm) - int(V(tm)))) 式でデジタル的な 0, 1, 2, 3, 0, 1V ・・
という階段波電圧を発生させます。(電圧はステッピングモーターの励磁状態を表します)

次に B3 の {k1}*sin(2*pi*(V(p)/4 - V(x))) 式で角加速度を計算します。
角加速度 vs ローター位置の様相は周期関数です。もっとも簡単な周期関数として
sin() で近似しました。k1 は加速度の大きさを決めるスケールファクターで、
もちろん実はローター ＋ 負荷の慣性モーメントも含んでいます。
B4, B5 でローター角速度、位置 (角度) を計算します。位置は 4 step 角 ＝ 1
に正規化しています。
B1 の limit() の上限が停止タイミングを規定します。

やってみたところ、どうも脱調しやすくて困ります。実におかしい！　考えてみると
無損失単振動のシミュレーションをしているのに等しいからだと判明。(← バカ！)
あわてて B6, B7, B8 を別に作りました。B6 式のうち ・・ - {k2}*V(v1) の部分が
角速度に比例する各種摩擦抵抗を表現しています。
k2 を意外に大きくしないと、なかなか振動が減衰しません。
おまけとして、モーター ＋ 負荷の固有振動数が約 100Hz であることが確認できました。

参考資料： ttp://www.japanservo.jp/digital/general/pdf/C_technique.pdf

パルスモーターに関しては全くの素人ですので、とんでもない勘違いや考慮不足がある
可能性は大いにあります。(ご指摘いただけると幸いです。)
まあ、報告まで。

訂正追記。
＞ k2 を意外に大きくしないと、なかなか振動が減衰しません。

これって、あたりまえなんですね。何かの比率を計算して、k2=22 くらいにすれば
10% くらいの振幅ダンプになりそう、とかやってみたのですが、それでは不足。
それで k2=50 にしたのです。
　((220-22)/220)^5 = 0.59　 ；　k2=22
　((220-50)/220)^5 = 0.276　；　k2=50
こうゆう計算をするべきだったのですね。まあ 5 乗 (５周期) で 0.6 とか 0.3
だもんね。当然の結果ですね。間違った印象を与えてしまったとしたら、ゴメンなさい。

>>117>>118
言葉足らずで誠に申し訳ありません
Pspiceのcaptureを用いてhパラメータのうち
hfeとhieを変数とする負性抵抗特性

を取りたいのですが、やはりcaptureでは不可能でしょうか？

>>122
単純普通に BJT を使う限り、負性抵抗なんて出てきませんよね〜？
まずは、おっしゃっている負性抵抗を生み出す回路構成・パラメーター類の
一 例 を、ぜひお教えください。そのときの hfe と hie とかもよろしく。

現在、水晶発振器に関する研究を行っており
発振周波数における負性抵抗特性を検討しています

回路としてはコルピッツ形水晶発振回路などです
今回、JBTにおけるhパラメータを変数とした場合の負性抵抗特性を
見たいのですが、どこの値を変えればいいのでしょうか
そもそもcaptureではそのようなシミュレーションは不可能ですか？

JBTってなんだorz
BJTです。連カキコ申し訳ありません

>124
おまえさん実は「出来ない」というお墨付が欲しいだけなんじゃあるまいな？
問題の構造が微分方程式を解くだけというものである以上、
それは spiceで「出来る」か「めんどくさいけど出来る」のどっちかだ。

横軸がhパラだというのでないなら、単にモデル中のhパラ変数にして
グラフ描かせればよいだけだろう。
横軸をhパラにしたいというのだと、ちとめんどうになる。

モデル中のhパラってどれ？という話なら、そもそもhパラ変えるということを
きちんと定義しなおしたほうがいい。
hパラだけとっかえひっかえ出来るようなデバイスなんてないのだから。

hFE(直流増幅率)をいじりたいということなら、モデル中のBfがそうだ。

>>124
念のため Tr 一個のコルピッツ発振回路を実際にシミュレートしてみました。
過渡解析で Tr のコレクター電流波形を見ると、とてもリニアーなものではなく、
パルス状になっています。これが普通でしょう。

このような非線形動作をする回路について「負性抵抗」なる考えを適用するのは、
どうもふさわしくないように思います。
回路の損失を全て洗い出し、発振振幅から等価負性抵抗を計算することは可能で
しょうが、あまり実りない方法のように思えます。いかがでしょうか。

(AGC を使って Ic を連続波形に近づけることは可能かもしれませんが、試していません。
別形式の発振回路なら、ドライブ電流波形がかなり連続的なものもあるでしょう。
LCR 共振回路 ＋ 負性抵抗という構成の発振回路なら、負性抵抗の解析は十分に
意味があると思います。)

追記１： 振り子時計の振子を振らせるメカニズムなどでは、速度が０となる点の付近で
極めて短い時間だけ振子に力を加えると振動周波数に与える影響が最小になって、
時計の精度が上がるそうです。

追記２： BJT の Is, Bf, Vaf, Rb 等をステップさせる具体的な方法は、使用している
SPICE によって異なるようです。
どんな SPICE であっても、これらのパラメーターをステップさせるのは不可能という
ことはありませんが、面倒ということはあり得ます。

>127 ですがちょっと訂正。全体の 1/3 くらいの所にある「発振振幅から」は削除します。
等価負性抵抗の値そのものとは無関係ですので。発振振幅は等価負性抵抗の印加電圧依存性に
関係します。

負性抵抗という話はちょっと脇に置いといて、BJT のパラメーターを変化させる方法には
Is, Bf, Vaf, Rb 等をステップさせる以外に、SPICE の BJT モデルの内部まで踏み込んで
対処する方法もあります。
要するに http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0622.png のような回路を書き表して
素子の値、電流源の計算式のパラメーターを変化させよう、という考え方です。

ほかに ttp://ece-www.colorado.edu/~bart/book/book/chapter5/ch5_6.htm なども
参考になるでしょう。(でも本格的には本を読まないとダメみたいですね。)

BJT のパラメーターをステップしながらシミュレートする方法の話です。

LTspice の場合だったら、この辺にデバイスパラメーターをステップさせる具体的な方法が
紹介されています。↓
http://groups.yahoo.com/group/LTspice/files/%20Tut/Stepping%20to%20the%20max/
(これを見るには Yahoo USA にメンバー登録する必要がありますが、それは無料ですし、
うるさく住所氏名年齢職業を根掘り葉掘り聞かれたりするようなことはありません。)

>>126>>127>>128>>129>>130
皆さんご指摘有難うございます
ご紹介して頂いたURLも含め改めて検証してみます
本当に有難うございました

>>126
確かに不可能と誰かに言って欲しかっただけかも知れません。
自分を甘やかしていただけだったようです。
スレ汚し申し訳ありませんでした。

>>127
わざわざシミュレーションまで回させてしまい誠に申し訳ありません。
水晶発振回路のシミュレートから負性抵抗対周波数特性を見る場合は
水晶振動子を交流電流源に置き換えAC解析を行い、縦軸を-R(V(R1:1)/I(I1))
と入力することで負性抵抗の波形を得ています。R1はベース抵抗です。

>>131
いろいろ気付かなかったことを教えていただいてありがとうございます。
発振のしやすさ等については、小信号等価回路を応用した .AC 解析が役に立つでしょうが、
ひとたび発振してしまうと Tr は大振幅動作をします。パルス状に電流を流し、カットオフ
している期間の比率のほうが大きいでしょう。
このような回路を小信号等価回路に還元して扱っていいものなのでしょうか？

＞ AC 解析を行い、縦軸を -R(V(R1:1)/I(I1)) と入力することで負性抵抗の波形を得ています。
R1 はベース抵抗です。

「AC 解析を行って波形を得る」というのは、どうも解せない表現です。
結果としてグラフを描くことができた、という意味ですよね。
すいません。お使いの SPICE のグラフ指定書式をよく知らないのですが、-R(...) って
どんな意味を持っているのですか？　実数部 Real のことですか？

50Hz〜60Hzを通過帯域とするOPアンプでのBPFの動作を
LTspiceで見ようとしています。
・・・が意味不明のエラーになってしまいます。
次のファイルをUPしました。
http://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/RC-BPF.asc
右クリックで保存でDOWNLOADできます。

環境：LTspice　SW　Cad　III
　　　　WinXP　Pro.　SP2

OPアンプの設定あるいは、部品選択がいけないと推測します。
この周波数帯に合うOPアンプはどれを選べば良いでしょうか？

>>133
回路図の画像はこちらにUPしますた。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0623.png

>>133 >>134
Edit → Spice Directive を使って、「.include opamp.sub」または 「.lib opamp.sub」
を回路図に追記して下さい。

Help に「OPAMP： Ideal single-pole operational amplifier. You must .lib opamp.sub」
とある通りです。
まずは ・・SwCADIII/examples/Educational/ にある各種ファイルを眺めるのもいいかと思います。

>>135
お教えを誠に感謝！
ひとまず結果をUPしますた。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0624.png
これで机上実験できそうでつ(･∀･)！

>>133 >>134 >>136
＞133 この周波数帯に合うOPアンプはどれを選べば良いでしょうか？
まずは「1pole」、「2pole」 あたりを使ってみるのをお奨めしときます。

参考：
1pole： 名前の通り 1 ポールの op amp です。電源端子があって、出力振幅はそれに応じて制限されます。
Avol=1Meg GBW=10Meg Slew=10Meg ilimit=25m rail=0 Vos=0 en=0 enk=0 in=0 ink=0 Rin=500Meg
がデフォルトですが、変更できます。

2pole： 名前の通り 2 ポールの op amp です。電源端子があって、出力振幅はそれに応じて制限されます。
Avol=1Meg GBW=10Meg Slew=10Meg ilimit=25m rail=0 Vos=0 phimargin=45 en=0 enk=0 in=0 ink=0 Rin=500Meg
がデフォルトですが、変更できます。

opamp： 1 ポールで電源端子がなく、出力電圧の制限がありません。".lib opamp.sub" と指定する必要があります。
Aol=100K GBW=10Meg がデフォルトですが、変更できます。

opamp2： 前記 2pole とほぼ同じですが、ライブラリー "LTC.lib" を指定する必要があります。

UniversalOpamp： (説明省略。Help を見てください。あまり親切ではないけれど。)

>>137
ご教示ありが�dございまつ。
educational/ とhelpも目を通してみまつ。(･∀･)！

abc

更新しました。「おぼえ書き」 の最後のほう、ほんの少しですが。よろしく。
http://www.d1.dion.ne.jp/~river_r/bell/

>>140
見たよ。
74hcのlibはアナログレベルにも対応？

>>141
74HC4066 とか 74HC4051 とかはどうなっちゃってるの？　という話ですよね。
トランジスターモデルなら自分で書いてもいいし、機能モデルなら SW を使えば
いいのです。
おもしろいですね。そこに問題を見いだす人は少ないようです。
http://www.standardics.philips.com/support/models/spice/　とかに、
一次情報はちゃんとありますよ。(でも、たどりつくにはちょっと苦労)
やってみて報告して下さい。

追記。アナログ SW の ON 抵抗を問題にするような回路設計をする人は少ないのでは？
SW 時のチャージインジェクションは、もちろん皆気にしているけど、74HCxxx を使うのだ！
と決めてしまうと、単なるコンデンサーを接続しておくだけで、ほぼ合うのではありませんか？

>>143
それはやってみたことの無い我々には回答不可能。
お主が検証してみる以外、正しさを言える香具師が居ない。
少なくともレスがついていない。

>>144
今、気づいたが、日付が３月３２日になっている。
４月ボケがヽ(`Д´)ﾉ ｺﾞｫﾗ

>>144
このページで xhc4066 を探してみて下さい。(少しは試してみた人です。)
ttp://www.d1.dion.ne.jp/~river_r/bell/apll/apll.html
追求が足りないと言われれば、それまでですが。

それは xhc4066というラベルのついたサーキットであってHC4066扱った回路じゃないだろ…。
Philipsモデルは入力段FETのゲインが本物よりかなり高く設定されていて
アナログ的にはよくそこにあるように「なんか綺麗すぎ？」的動作をしてくれる。

>>147
ttp://www.standardics.philips.com/support/models/spice/
から入手した 74HC4066 のモデルは現実的でないという意味でしょうか。
そうなると、どこのモデルあたりが信用できますか？

自分が使う条件で測定してその実測データにあわせたモデル

ttp://www.standardics.philips.com/support/models/spice/
から入手した SPICE モデル (XHC4066 トランジスタモデル) をもう一度試してみました。
ttp://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0643.png

(1) LTspice で、hct.cir は使用せずに、hc_tnomi.cir を直接使いました。
(2) 特に +4.5V → (1/2)*Vdd へのスイッチ OFF 時、charge injection (電荷注入現象)
がはっきりと確認できました。(V(o1) および V(o2))　
信号源抵抗や負荷容量を変えると応答波形が微妙に変わります。

また別に、HC04 と HCU04 の差がどのように見えるかも試しました。入力信号の
立ち上がり・立下りは 20ns にしてあります。
ttp://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0644.png

「実測すると、もっとリンギングが出るはす。波形がキレイすぎる。」
という意見もあるでしょう。.subckt INV0 や INV1 を見るとわかるように、
リード線のインダクタンス・浮遊容量も一応記述されています。

推測ですが、オシロスコープで実測した場合、どうしてもコモンモードノイズ成分が
加算されて観測されます。これをノーマルモードの信号波形と誤解しているのでは
ないでしょうか。200 〜 300MHz 程度の周波数帯域を考えて、実に注意深くテスト回路
を組んで測定・観測しないと、デジタル信号のリンギングの大きさを誤って評価して
しまうことがあるようです。IC の Gnd ・電源の共通インダクタンスも無視できない
場合が多いでしょう。

・ 前記の SPICE モデルは「トランジスタモデル」です。半導体 IC の内部構造にまで
立ち入って解析するので精密になる (なり得る) 利点はありますが、シミュレーション
速度は遅くなります。速度を重視する場合は機能モデルを使うのがいいでしょう。

>>150
参考までに質問。
そのトランジスタモデル内で、トランジスタとダイオードのモデルに
どんなものを使ってますか。

（低速のTr、Diでは高速クロックにすぐ追いつかなくなる）

>>151
ダウンロードして hc_tnomi.cir の中身を見るとわかりますが、次の３種の素子と
L, C を使っています。(*.cir はテキストファイルです)
.Model MHCNEN NMOS LEVEL=3 ...
.Model MHCPEN PMOS LEVEL=3 ...
.Model INT D

>>152
漏れの場合は、74LS04データシートの等価回路を
トランジスタ　2SC1815
ダイオード　1S1588
で構成したところ、10MHzの低速クロック入力でも
出力が追従してくれず、高速Tr,Diでの
モデル設定の重要性を認識しました。

最初は簡単そうに思っていましたが、
やってみたら漏れには難しいのが判りますた。

>>153
74LSxx ではないですが、7400 をトランジスタレベルでシミュレートした例があります。
ttp://groups.yahoo.com/group/LTspice/files/%20Lib/Digital%20SN74xx/
これを見るには Yahoo USA にメンバー登録が必要です。(無料)

ちかごろ近所のスレで 1.8V → 5V 0.5A の DC-DC コンバーターがほしい、とか言っている
人がいます。似ている話題だけどちょっと違う話です。
白色 HB (high-brightness) LED とかいうのが注目を集めているようです。
例えば Luxeon 社の LXHL-BW02 などです。350 〜 400mA くらい流して使うんだそうです。

最低 1.8V のバッテリー電源でそれを光らせるのは結構大変。まずは 1.8V → 5V の
補助電源を作って、その後でいろいろ考えてみました。(LTspice を使用)
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0647.png
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0648.png
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0649.txt
(74hc.lib は ttp://groups.yahoo.com/group/LTspice/files/%20Lib/Digital%2074HCxxx/
から入手しました)

V1 Vs がバッテリーで、V2 +5V はさっき言った補助電源です。
ちょっと速めの OP amp (LM6152 あたりを想定) と 74HC14 で制御回路を作りました。
V3, V4 電圧源は、簡単に +5V 補助電源の電圧から抵抗分圧で作ってもかまいません。
V5 はあたかも負荷の I-V 特性が変わったかのように働くテスト用電圧源です。
電流安定性と、過渡応答を調べるために追加しました。 (実際には必要ありません)

R4 電流検出抵抗、L1 (Rser 13mΩ)、M1 (4mΩ) での損失を含めて効率を計算すると
91 〜 92% という結果が得られました。 (補助電源、制御回路、FET ドライブ電力、
R9 負荷電流検出抵抗での電力損失は含んでいませんよ、という意味です。)
あとは、補助電源が確かに立ち上がった ( >4V とか) との信号を受けて、動作を
ON/OFF すればよいでしょう。

この回路にはちょっと欠点があります。バッテリー電圧が変動するとスイッチング周波数が
コロコロ変わります。シミュレーションでは 2.4V : 138kHz、1.8V : 114kHz です。
EMI 対策には御注意を。

この回路形式の原型は ttp://www.d1.dion.ne.jp/~river_r/bell/swp1/swp1.html#A3
なんです。ずいぶん見かけは変わって見えますね。 (たいして変わらないか〜)

あっと言い忘れました。ショットキーダイオード D1 MBRS130L での損失も、
効率の計算に含まれています。

昨年からPSpice評価版をトラ技解説と合わせ使い始め、
最近はLTspiceを使っています。
仕事の回路設計の部分機能検証、回路定数の最適化
の検討に使っています。

さて、工場現場の実機がﾃﾞﾊﾞｯｸﾞでふさがっているので、
そういう待ち時間を使ってspiceのシミュレーションや
微分方程式を解く計算をやっています。

そこで実機の測定波形がシミュレーション結果とよく一致
しているところを上司に見せたところ、酷く辛く当たって
怒られました。

シュミュレーションなんか止めろ！
それに時間がかかりすぎるからだ。
はんだごてを現場にもっていって、コンデンサや抵抗を
付け替え、オシロで波形を見て最適値を決めろ！
spiceはバグだらけで使えないんだ！
・・・と激怒して言われています。

シミュレーションでなく計算でやれ！というので
微分方程式の解法とその解、そして実測結果の
一致を示したら、なぜこんなことをやった！
時間がかかるじゃないか！　
・・・と、また激怒して言われています。

僕はこの上司の命令に逆らっています。
なぜなら、シミュレーション時間は実機の空き時間に
３時間程度で終わっており、作業時間はむしろ実機より
大幅に節約されており、かつ、もし上司の指示に従ったら、
現場のﾃﾞﾊﾞｯｸﾞ作業を全て止めねばなりません。
命令に従うと、多くの何人もの人に迷惑がかかります。

こういうケースではどうしたらいいでしょうか？

上司は電子工学科出身で、本来は電子回路に理解が
あるはずです。上司は、自分はががいいと思い込んでいて
自分に強い自信とプライドを極めて高くを持っています。
ですが、だんだんわかってきたのですが、上司は大学
で習ったはずのことを殆ど覚えていないのです。
ファンイン・アウトの計算すらできません。
上司は微分方程式の解法など到底わかっていないと思われます。

私は情報工学出身ですが、最近はソフトが外注になり、
仕事がないので、ハード基板を設計し、問題なく実働ています。
が、激しく激情した感情をぶつけられることが多く、
僕は酷く落ち込むようになっています。

>>157　訂正です
×　実機の空き時間
○　実機がﾃﾞﾊﾞｯｸﾞでふさがっていて、自分では実機を使えない時間

>>158　訂正の推敲です。

×　上司は、自分はががいいと思い込んでいて
　　自分に強い自信とプライドを極めて高くを持っています。

○　上司は、自分の頭がいいと言っていて、
　　　僕の３倍以上の知識があると言っています。
　　　また上司は、強い自信とプライドを極めて高く持っています。
　　　言い出したら、自分が誤っていても、絶対に訂正せず、言い張り、
　　　怒鳴ります。

↑まあ逆説的に聞こえるでしょうが、「人のふりみて我がふりなおせ」。

>155 ですが、あの回路のもうひとつの欠点は 74HC14 のスレッショルド電圧値 (UTP, LTP)
に依存しすぎていることで、個々の調整が不可欠になってしまうおそれがあります。
それを改善するには、抵抗を２つ追加して 74HC04 でシュミットトリガーを作る方法があり
ます。これなら補助電源の電圧値と 74HC04 のスレッショルド電圧だけで動作ふるまいが
ほぼ確定します。

>>157
なぜなら、シミュレーション時間は実機の空き時間に
３時間程度で終わっており、作業時間はむしろ実機より
大幅に節約されており、かつ、もし上司の指示に従ったら、
現場のﾃﾞﾊﾞｯｸﾞ作業を全て止めねばなりません。
命令に従うと、多くの何人もの人に迷惑がかかります。


これをそのまま上司に言えば良いのでは？

遅いシミュレーションやバグだらけで使えないのは昔の話で
上司が若い頃に失敗した経験に凝り固まってる可能性あり

あとあれだな。
君が活躍しすぎると上司が失職するからそれを怖れて邪魔してるんだろう。
本人がそれを意識してるか無意識でそうなってるかは判らないけど。

>僕の３倍以上の知識があると言っています。

3倍程度なら対数とれば同じオーダーだよ。
知識の量を語るなら少なくとも10^3倍くらいないと。

>>157
>そこで実機の測定波形がシミュレーション結果とよく一致
>しているところを上司に見せたところ、酷く辛く当たって
>怒られました。

目的とした仕事の成果は出来たのか？ 出来なかった言い訳ではないのか。

>>162
人の話を聞く人じゃないです。
何度説明しても納得しないです。
また言えば、激情して言い返してきて、
怒鳴るの止めてくれといっても、逃げる漏れを追いかけ回し、
激情し怒鳴って文句を言ってきます。

彼の言う”豊富な経験”によると、シミュレータはバグがあって
正常な結果が得られないと言っています。

漏れは、それはバグではなく、回路モデルの設定が悪く
そうしたノウハウを習得していないからです、
と言っています。

そういうとまた、香具師は面白くないようです。
何か攻撃して言う機会をうかがっているようです。

>>163-164
それと、いわゆるハッタリというやつで、自分の能力が
低いのを隠すために利口そうに振舞っているのが見えてきました。
能力が非常に低い正体を見抜かれてるのが判らないようです。

>>165
先にも書いたように思いますが、目的基板は完成し、正常に動作しています。
しかし、その測定波形の横軸の単位が気に入らないとか、
縦軸の単位が気が入らないなど、いろいろ文句をつけ、
測定のしなおし（オシロ）を命令されている状態です。

その上司は、自分の上司には素直に従い、外面を良くするという
世渡りの美味さがあります。（正体は汚いが）

じゃあこんなところで管巻いてるんじゃなくて
上司の上司に相談して上司をクビにしてもらえよ

>>166
2-3段目
結局は正常な結果が得られるとは限らない、ってことだろ
PC上で正確なモデル作るくらいなら実機でカット&トライのほうがいいんじゃね？

ふと思い出したのだが、IC 内部の回路設計に関して、SPICE がもしなかった
としたら、進歩・発展が とっても^2 遅くなっただろうと思うのだが、いかが？

シミュレーションと実験は車の両輪。

>>166
http://jibun.atmarkit.co.jp/lcareer01/rensai/career25/data25.html
なんかこのへんに挙がってる自己中上司に似てるな。

とりあえず上司以外を味方につけることから始めてみたらどうだ？

実はオマエが、そのジコチュウ上司なんだろ。ネタは割れ (バレ) てる。観念しろ。

ご意見・アドバイス　�dクス。
苦労してる人が多いのも知り、参考になりました。
香具師の人格障害の度合いと、度重なる被害の甚大さに関しては、参照記事より、
こちらのほうが相当に悲惨です。この問題は解が無いんですね・・・
Qちゃんのほうが遥かにかわいいですよ。マジで。
スレ違いになるので、この辺で辞めときます。
質問か、何かコメントあれば、雑談スレにて・・・。
http://science4.2ch.net/test/read.cgi/denki/1134872820/l50

LTspice を使っています。これ
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0657.png
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0658.txt
って、途中で進まなくなってしまいます。どうしたらいいのですか？
(いや、Philips のトランジスターモデルの HC4066 の使用をとりをやめれば、
すいすい動くことくらいは知っていますよ。)

バイカッド型BPF
http://hagi.k.u-tokyo.ac.jp/local_manual/bpf/bpf.html
で,条件パラメータ
C=0.2uF
Q=200
f0=50Hz
Abpf=1
・・・を設定して、計算結果
R1=3183098.9
R2=15915.5
R3=15915.5
R4=3183098.9
・・・を得ます。

これをLTspiceでsimulateすると、f0=50Hzでの電圧利得が0dBになりません。

質問：
なぜ50Hzで利得が0dBにならないのでしょうか？。

計算結果
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0661.png

回路図＋simulation結果
http://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/BPF-Type3-opamp.asc

simulation file (for LTspice)
http://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/BPF-Type3-opamp.asc

ご教示をよろしくお願いします。

>>175
LINK訂正します

回路図＋simulation結果
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0660.png

ステップが荒いから。
自動的に調整するといっても、Q=200 なんて高 Q 相手じゃ限度がある。
TOOL から SPICE 選んで STEP を小さく設定しなおすか、
スイープする範囲をもっと狭くしてみる。

>>177
ありがとうございます。
ご指摘の通りで解決しました。

simulate->Edit SI,ilation Cmd->AC Analysis
Number of points per octave を　10　-> 1000
へ変更したら期待どうり50Hzで電圧利得0dB
の結果になりました。

simulation画像です。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0662.png

ダイオードのモデリングの話題です。

このスレ・レスで http://science4.2ch.net/test/read.cgi/denki/1111047176/519
ttp://asaseno.cool.ne.jp/germanium/Di_Forward_Log2.png
こんな↑ ダイオード静特性の実測値が紹介されていました。
IN60 とか 1SS108、鉱石検波器の DC 特性を SPICE の標準 Diode モデルでフィットできる
ものか、ちょっと心配になったので、おおまかに試してみました。

1N60 foward 特性の場合、上記グラフから次の電流‐電圧特性が読み取れます。
(1uA, 30mV), (10uA, 90mV), (100uA, 170mV), (1mA, 340mV), (2mA, 450mV), (4mA, 650mV)

http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0664.png
I(B1) はこれの折れ線近似です。不連続点 (と端点) が指定した座標位置です。
電流源 B1 は回路図記号でなく Spice Directive で指定しました。
D1 は　.model Dx D(Is=6.2e-7 N=1.2 Rs=98)　で記述した 1N60 もどきです。
DC sweep グラフを見ると、なかなかよく合っています。ヤマカンと暗算でパラメーターを
指定しただけなので、まじめに計算すれば、もっとよく合わせられるでしょう。

さて、逆バイアス時の漏れ電流のほうはどうでしょうか。
両対数グラフで見て飽和する傾向と、800mV あたりから増加する傾向があります。
ブレークダウン様の振る舞いはさておいて、もっと小さい逆電圧領域を考えてみました。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0665.png
これも param a, b と R1 の値を調整すれば、もっとよく合わせられそうです。
( I(B1) がグラフから読み取った値、I(B2) + I(R1) が計算した逆バイアス時の漏れ電流 )

普通はコンダクタンス一つで済ませてしまうダイオード逆電流ですが、それでは満足できない
人もいるだろうと考えて Bi 電流源を使いました。
ホントに使うときは、順バイアス時の場合を考慮して B2 の電流に制限をつける必要が
あります。(limit, max, min とかを使います)

こんな経験をしました。
http://science4.2ch.net/test/read.cgi/denki/1084801343/887-888

プロテル99SEでオペアンプの反転回路のシミュレーション
(AC信号解析100k〜100MHz)を行ってみたのですが、実回路の
群遅延特性（ネットワークアナライザで確認）と正反対の特性
になるのですが、（※実際の特性は10MHz付近から+5nsecずつの
遅延していくのに対し、シミュレーション結果では-5nsecずつ
遅延）設定がミスしているのでしょうか？
（使用IC:LMH6714 マクロもメーカサイトから使用。）

↑そこまで言うなら、メーカーに聞いたら？

JJY-PLL スレで、10MHz 程度の高安定水晶発振器を 40k/60kHz JJY 搬送波に PLL で
ロックさせようという話題があります。
http://science4.2ch.net/test/read.cgi/denki/1146399231/l50

PLL のシミュレーションって、周波数変換回路のシミュレーションと同じく、どうにも
困難な面がありますね。何といっても広い周波数範囲の信号を同時に扱わなくてはならず、
シミュレーション時間が長くかかりすぎるので困ります。

具体例を一つ。目的の前段として、数十 kHz 程度の VCO を、まずロックさせてみよう
という部分です。(ここに分周器を組み込んで、もっと高い周波数の VCO を使っても
かまいませんよ。)
A1 は AM 変調器 (長波 JJY 信号を模擬)、A2 が VCO、A3 は 4046 PC2 タイプの位相比較器です。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0721.png
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0723.txt (LTspice の .asc ファイルです)

PLL のナチュラル周波数と信号波周波数に大きな開きがあるので、いっそのこと
搬送波の周波数が小さいとしてシミュレートしても、大雑把な傾向はわかります。
これであたりをつけておいて、それから信号周波数を正規の値に戻してシミュレート
すると、作業能率が大幅に向上します。
(具体的には .param Fc=50k を Fc=50k/50 などに変えます。Fc は搬送波の周波数。)
R4 1TΩ は、SPICE でときどき必要になる、おまじないの抵抗です。
グラフの V(o2)*V(q) は、ロックはずれを視覚的に確認するためのものです。

VCO 制御電圧 V(vc)、それを VCO 発振周波数と同じカットオフ周波数の一次フィルターを
通した信号 V(af0) などは、周波数偏差の単位に直して表示させています。(s^-1 := Hz)

そういえば、このように積分器を利用した PLL ループフィルターの設計法は見かけません。
私が不勉強なだけでしょうけど。初心者の方はワケワカラン状態になりませんかね〜

次は、少し雑音を入れてみましょうか。

>184
>そういえば、このように積分器を利用した PLL ループフィルターの設計法は見かけません。

つ 遠坂俊昭 『ＰＬＬ回路の設計と応用』ＣＱ出版

どーもPLLをシミュレーションで扱うには積分してAC一発で扱うしかないようで。
インパルス応答もダンピングファクタも陽には出てこない割り切り様。

ちょっと反省。SPICE シミュ中、になりかけだよな。

>>186
＞ どーもPLLをシミュレーションで扱うには積分してAC一発で扱うしかないようで。
＞ インパルス応答もダンピングファクタも陽には出てこない割り切り様。

人様のことは言えません。私の場合は、まず「ふつー」のリードラグフィルターから
類推して、これはきっと近いだろう・もっと進んでこれでも似たようなものだろ？
というようなカットアンドトライ手法を使ってきましたが、これはよくないかも。
理論的裏づけのある設計手法は、あってもいいのではないかと思います。

>>186
＞積分してAC一発で扱うしかないようで。
おもしろそうですね。その考え方と「過渡解析」結果がどのくらい違うか、
体感してみたいと思います。

＞189 ですが、かなりうまく簡略シミュレーションができたように思います。
ttp://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0726.png
ttp://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0727.png

当初うまくいかなかった原因は、使っていた位相比較器モデルの性能が十分で
なかったためでした。応答速度が遅く、位相比較のデッドゾーンが大きすぎます。
(CD4046 PhComp-II のつもりで作ったモデルかも知れません)
疑ってテストしてみればすぐにわかることなのですが、信じてしまった〜。

追記。普通のラグリードフィルターに、さらに一次 LPF が追加されていますが、
これで位相ノイズ (ジッター) が少し改善できます。

水晶振動子など Q の高い LC 共振回路を過渡解析するとき、maxstep を小さくしないと
妙な結果が出てきます。一例として、maxstep = 1/fo/Q/10 ではやや怪しく、1/fo/Q/20
くらいでだいぶまとも、といった様子でした。これもシミュレーションに時間がかかるので
困ります。できることなら避けて通りたい。

IBISシミュレーションを始めようと思っているのですが
ターゲットになっているデバイスの間に入ってるICソケットは
どのようにモデルを割り付ければよいでしょうか？
メーカーにも無くて、どうすれば良いか困っています。

"IBIS model socket connector" で Web 検索すると少しはヒントがあるような気がする。

過渡解析でランダムノイズを入れたシミュレーションを行うことって工学的に意味ありますか？
また、どういうときに必要なんでしょうか。

PSpiceで使えるランダムノイズ源ってどうすればいいんでしょうか

>>195
ｦぃｦぃ、数値シュミレーションの有効性・妥当性の、哲学的問いですか？
数値演算をいくらしても、そのやり方で、××はわからない、ということを言いたいのかな？

＞PSpiceで使えるランダムノイズ源ってどうすればいいんでしょうか
説明書に書いてないですか？　書いてないとすれば、別の説明書を探しましょう。

196さん、ありがとうございます。
システムにたとえば1V、1kHz の正弦波とか0-1Vのパルスとといったはっきりした
信号を加えて出力を調べるといったシミュレーションなら意義があると思いますが、
捕らえどころのないノイズを入力に加えて出力を調べても意味がないと思うのですが。
そんなことはないのですか。

↑あ、哲学的な問いだったのですね〜

>>197
「捕らえどころのないノイズを入力に加えて出力を調べても・・」

確かに変ですね。シミュレーションでは、ノイズは「確定」値として導入しています。
それで何か困ったことが起こりますか？

割って入ってすみませんがどうしてもわからない事があるので質問させてください（初心者です）

ブルーバックスについているcircuitmaker studentバージョンを使い始めたんですが、
無極性コンデンサを例えば、1000pFにするのと1uFにするのでシミュレーション結果が全く違うのはなぜなんでしょうか？

>>200
そりゃあたりまえだろ。
1000pF = 1nF != 1uF だ。

199さん、ありがとうございます。

> ノイズは「確定」値として導入しています

というのが理解できません。
可能であれば、もう少しコメントお願いできませんでしょうか。
実際、199さんの場合、ランダムノイズのシミュレーションによってどのような
評価をされているのでしょうか。

しつこいようで申しわけない。

>>201 コンデンサの単位はpとuしか見たことがなかったからuの次がpだと勘違いしてました。
　　　すいません

>>202
ちょっと抽象的すぎる答えかもしれませんが：

SPICE でのノイズ関連のシミュレーションには大きく分けて２つのアプローチがあります。

(1) .NOISE ドットコマンドを使い、AC 領域での解析をします。
ジョンソン・ショット・フリッカーノイズを計算します。結果はノイズスペクトラム密度／√Hz
です。指定した周波数帯域でこれを積分した rms ノイズも計算できます。
部品のフリッカーノイズの係数を指定することができます。(ダイオードなら Kf, Af、
BJT なら kfn, afn, bfn 。)

(2) .TRAN ドットコマンドで時間領域の解析をします。ホワイトノイズ発生源が
用意されていて、これを利用します。

もっと具体例を交えての説明がほしい、ということでしたら、SPICE の使用説明書に、
きっと例があると思います。それを説明の叩き台にしましょう。

>>204様。詳しい解説ありがとうございます。
最初に質問したときのように、周波数領域（ACスイープ）ではともかくも
時間軸上（過渡解析）でのランダムノイズ印加のシミュレーション
の工学的な意義がわからないままです。

文献を調べて自分なりに考えてみます。
ありがとうございました。

>>205
過渡解析でノイズをどう取り扱うかという話ですが、一つ思い出しました。

SPICE はアナログデジタル混在の Mixed mode simulation ができます。
(世の中にはこの機能が使えない SPICE もあるようですが、今では少数派。)
デジタル回路部分は .AC 解析できません。そこで過渡解析を行いますが、
やはりノイズ源が必要になることもあり、この目的のためにノイズ電圧・電流源が
用意されています。

例えばアナログ入力信号があって、それをコンパレーターに通します。
どのくらいのノイズが加わったら後続のデジタル回路が誤動作するか。確率は？
理論的に解ける場合もあるでしょうが、SPICE お得意の数値計算で済ませる方法も
便利に使えます。理論計算値の確認・検算にもなります。
(ごめんなさい。もっといい例を思いつかない。)

過渡解析についてのしつもんなのですが

.IC　では電位’差’は指定できないでしょうか？
トランジスタのBEとかBCの電位差を指定したかったのですが
、どこがで見た気がしたものの、探してみてもぜんぜん見つかりません。
アドバイスお願いします

206さん
たいへんに貴重なご回答、たいへんありがとうございます。
すごく参考になりました。
これをもとにして私のほうも自分なりに考えてみたいと思います。

>>207
使用している SPICE によって少し違いがあるかもしれませんが、
.IC V(n01, n02)=1　と指定するとノード n02 に対して n01 の電圧初期値を 1V にします。
また、.IC I(L1)=1　と指定するとインダクター L1 に流れる電流の初期値を 1A にします。
BJT などの端子電圧でなく、コンデンサーの両端電圧や、コイルに流れる電流の初期値が
指定できます。
.TRAN に UIC を指定するか否かによって微妙な差がありますが、それは後ほど。

追記。ノード電圧のほうはかなり好き勝手に指定できますが、結局は無意味になって
しまうことはあります。やはりコンデンサーの両端電圧やコイル電流の初期値を
考えたほうがいいでしょう。

>>207
OrCAD Capture/PSpiceではIC2パーツが使える。
それにしてもBJTのB-E間に初期値を加えてどうする。

>207
トランジスタのモデルを弄りたいって意味なのかな？

＜釣り＞　＜煽り＞　もっと、ドンドンしましょうではありませんか。

サイリスタやダイアックが欲しいんですがどうしたらいいですか？

>>214
普通の説明書 ＋ ＦＡＱ とかにありませんかね？
どんな SPICE を使っているんだ？

さらし age

近昔の昔、天文学者は天体の位置を計算するのに・・・
まあ、数値積分という方法もあるよ。それをあからさまに使っているのが
SPICE の .TRAN ではないのか。
「数値積分」は信用できない、とおっしゃるなら、別の板にどうぞ。
数学系のシミュレーション板とかで。

遅れて申し訳ありません。
>>209
ありがとうございます。早速試してみます。
笑われてしまいそうですが、私はUNIXで３ｆ５を
使っています。

>>211
ちょっと研究で回路の直流動作点の計算の収束性向上
をしていまして、詳しくは言えませんが
過渡解析をつかうもので、初期値に
Vbe=0.7,Vbc=0とかではじめると良いのです。
ありがとうございました〜

CQ出版か発売されている　PSpice入門編つかっているのですが
モデルエディタでパラメータ変更できるのはダイオードだけとなっています。
トランジスタのHfe変更とかは絶対できないのですか？

「絶対」ってことはないでしょ。
もしアンタにやる気があれば、
モデル定義ファイルのフォーマット解析して、ファイルを書き換えればいい。

>>220 *.lib の中みてみたらテキストエディタで書きかえれそうなので
がんばってみます。ありがとうございました

カレントミラーでLEDいっぱい、のシミュレーションをしてみました。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0800.zip

あとからLEDを増設できるように、でもトランジスタは同じロットで揃えたほうが
いいのかなぁ、という感じで、一部のLED部分だけオープンにした回路をシミュレーション
してみたんですが・・・つまり、「a」「b」などをオープンにした状態です。

各列だいたい20mA流れるはずが、うんと電流が小さくなってしまいました。
「c」もオープンにしてしまえば、ちゃんと20mA流れるようになります。
なぜ「a」「b」がオープンだと、電流が少なくなってしまうんでしょうか。

>>222
Ｑ４、Ｑ５が単なるダイオードになるので

>>222
せっかくシミュレーターを持っているのだから、それぞれの場合について
各部の電流を比較してみましょう。電流は途中で消えてなくなったりしません。

Q1もダイオードのような使い方ですから、すなわちQ1=Q4=Q5だから、
R1//R4//R5のような状態、という意味でしょうか？
実際に似たような測定値になります。

実際に製作する場合は、どうするものなんでしょう。
Q3-Q4間あたりでベースを切っておくんでしょうか。とくに定石は無い？

>>225
＞Q1もダイオードのような使い方ですから、すなわちQ1=Q4=Q5だから、R1//R4//R5のような状態、という意味でしょうか？

言い方が情緒的過ぎるので何とも〜〜。
Q2, Q3 のコレクター電流を見積もろうとすると、それらのベース電流が知りたい。
それには・・・、簡略化して R1//R4//R5 を考えるのは確かですね。

＞実際に製作する場合は、どうするものなんでしょう。Q3-Q4間あたりでベースを切っておくんでしょうか。

必要のない部品は取り付けない、が基本でしょう。しかし電子部品をなるべく取り付けておきたい
のなら、「Q3-Q4 間あたりでベースを切っておく」ほうが、「Ｃ点」を切るより問題が少ないかも。

ところで、BJT は 「NPN」 でなく、実際に使う Tr に近いものに変更したほうがいいでしょう。
Ic max, Pc max を参考にテキトーに選んでもかまいません。(NPN は fT が無限大！なので困ることがあります)
また、R0 で消費される電力は全て無駄になります。ちょっともったいないような・・・

すいませんが少し質問させていただきます。

今、L,C,R、電流源、伝送線路からなる回路を考えています。この系の過渡
解析を行いたいのですが、避けがたいいくつかの理由によりSPICEが使えません。
（非線形素子、負のインダクタンス等を考えねばならないので）

そのため自分で微分方程式を立ててどうにかしようと考えていますが微分方程式に
伝送線路を分布定数形式で組み込む方法がわからないので困っています。

集中定数でやることも考えたのですが、単位LCを10個くらいぶら下げないと
伝送線路のいい近似にならず、またそれだけ単位LCを増やすと計算時間が
途方もないものになってしまいます。

どなたか、伝送線路をうまく微分方程式に組み込む方法をご教授願います。

>>227
「伝送線路　シミュレーション　微分方程式」といったキーワードで Web 検索すると
参考書籍類が見つかりそうです。英語サイトを探すと情報量はもっと多いでしょう。

ところで「非線形素子、負のインダクタンス等を・・」というだけで SPICE が
使えないとするのは早計です。負性抵抗・容量、負性インダクタンスも記述可能です。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0806.png
これは IL = ∫VL dt を電圧制御電流源と積分用コンデンサーで記述したものです。
L1 は参照のための普通のインダクタンス、破線で囲った部分が 1H の負性インダクタンス
です。V2, V3 は電流プローブです。(こう書けば電流の向きを勘違いすることはないでしょう)
非線形素子もいろいろ表現できて、非線形負性抵抗なんていうのも可能です。

訂正。「IL = ∫VL dt」 → 「IL = -∫VL dt」

>>228
ご回答ありがとうございます。
SPICEでも工夫次第で負性インダクタンスを表現できるとは正直言って驚きでした！
電気回路の世界では常識なのかも知れないですが、私の専門分野ではなかったので
本当に知りませんでした。

大変参考になりました。ありがとうございます。

>>226
適当なトランジスタに変更しても、この回路では特に変化は見られませんでした。

> R0 で消費される電力は全て無駄になります。
なんか使い道ありますかねぇ。

実際の製作では、555で適当な発振回路作って、Dischargeピンをベースにつないで
点滅させるつもりです。これだとやっぱりR0は常に無駄電流を流し続けることになりますね。
大元でスイッチすれば、消灯時にはほとんど電流が流れなくなりますけど、C1815の
大袋買っちゃったんで、これで揃えたいし、部品点数が一番少ない構成ですし・・・・

そんな感じです。勉強になりました。

>>231
せめて 555 の OUT ピンに R0 の上側をつなぐ方法、そのくらいは考えてホスイ。

>>229　ですが、ちょっと感想。
電流の向きはどっち。私なんぞには、地球の地理的北極に N 極があると信じている人を
決して非難できません〜。
まだあるね。SPICE の回路図エディターで、２端子の部品をくるくる回していると、
電流の方向がどっちになるのか、わからなくなってしまいます。

ところが、負のインダクタンスとかキャパシタンスはエネルギー源になるのです。
それを考えると、電流の向きが合っているか間違っているかも結局はわかるのです。
が、しかし、あからさまに負のインダクタンスとかキャパシタンスを考えようとすると、
その判別法も当てにならなくなる。実に困ったもんです。

>>233
> SPICE の回路図エディターで、２端子の部品をくるくる回していると、
> 電流の方向がどっちになるのか、わからなくなってしまいます。

そんなことを考慮してCapture/PSpiceではAnalog_p.olbライブラリが用意されている。
この中にあるRやCにはそれぞれの端子に1、2の番号が付けられていて
極性がわかるようになっている。

>>232
考えることにします。

私は実にバカでした★★★。コイルのインダクタンスを負の値にするだけで済みます。
皆様ごめんなさい。

２３５のつづき。

outを使った発振回路だったので、dischargeを使ったのに変えて、
点滅のON/OFFが反対になるのでpnpに置き変えて、
232提言の、outでR0（＝定電流回路）をドライブする形にして、
226指摘の、電流がもったいないので、R1を47オームから470オームに
変更してみました。R0も併せて適当に変更しました。

1/3を占める点灯期間の定電流回路の消費電流は1/10程度、
2/3を占める消灯期間の定電流回路の消費電流はほぼゼロになりました。

質問です。
PSpiceの場合.OPのコマンドで
outファイルにBIPOLAR JUNCTION TRANSISTORS
というトランジスタの情報（gmとかRpiとか）が出力されるのですが、
LTSpiceの.OPコマンドはバイアス点しか表示されません。
LTSpiceでもそのような情報を出力させる方法はあるのでしょうか。

ＩＣ１、ＩＣ２とかＣＮ１、ＣＮ２と言うのは何の事か解る方教えてください。
ＣＮ１はコネクターの種類で電池の単１、単２みたいに大きさの規格かと思うのですが。
ＣＮ１の８番とか言うのはどの部分の事を言ってるのかも良く解らないので
もし知っている方居たら教えてください。

単に回路中の部品を識別するためにつけた部品番号。
IC1、IC2はICの1個目、2個目、CN1,CN2はコネクタの1個目、2個目
などと言う意味しかない。
なお、ICとかCNとか別に決まりがあるわけじゃないので、IC1と番号が
付いていてもそれが必ずICだとは限らない。

それがどんな部品なのかは普通は回路図とは別に部品表があって
それにIC1はどのメーカーの何という型番の部品、IC2は・・・などが書かれている。

CN1の8番というのはCN1と部品番号がつけられた部品の8番端子という意味。
端子の番号はその部品のメーカーがつけた端子の番号を使うことが多いが、
世の中には自分で勝手に端子番号を付ける人もいる。

とても解り易い説明をどうも有り難う御座いました。

>>238
(1) .TF を使う。http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0817.png
しかし、あまり役に立つ場面を思いつきません。

(2) .AC と waveform arithmetic を使う。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0818.png
第一のグラフは順伝達コンダクタンス、第二のグラフは入力インピーダンスです。
このように周波数特性もわかります。

第二のグラフは -V(in)/I(V1) でなく、V(in)/Ib(Q1) にした方が素直でした。
ごめんなさい。グラフを目で見てわかるほどの差は出ませんが。

おまけですが、このようにすると http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0819.png
fT v.s. Ib (Ic) 特性もわかります。.MEASURE を使うと数値形式で fT を出力できます。

>>242
回答thxです。
やはり工夫次第なのですね。

とんちんかんなことを言っていたらごめんなさい。
発振器のIBISモデル化というのは、IBISの仕様的に可能なのでしょうか？

↑発信器というからには、電源と出力しかないよね。とりあえず確認。

ごめん、訂正。「発信器」→「発振器」

>>246

そのモデルが機能モデルならは、アナログ動作のSimには使えないです。

前スレで習ったんですが・・・

Trモデルと機能モデルの説明
http://www.ecdl.tkk.fi/~cad/analog_sim/sim_models_en.html

>>246
質問の意味がもうひとつ不明です。
発振回路の回路動作のシミュレーションをするのなら IBIS モデルは使えません。
発振回路から出力される波形の詳細を調べるのなら IBIS モデルが使えます。
参考：
ttp://www.national.com/appinfo/lvds/ibis_home.html
ttp://www.national.com/appinfo/lvds/files/TLineStudy1.pdf
ttp://www.national.com/models/ibis/interface/clc001.ibs

書き込みが途絶えてますね。
スイッチング電圧コンバーターの話です。
電気モーター回生ブレーキ (電気二重層コンデンサー使用) の前半部分、つまり
電気二重層コンデンサーへの充電部分を少しシミュレートしてみました。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0839.png
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0840.txt

V2 がモーター ＝ 発電機で、もちろん実際には発電電圧はダイナミックに変わります。
電圧 4 〜 12V くらいの範囲は普通に動作させるつもりです。
C1, R3 で、なんとか大容量電気二重層コンデンサーを近似シミュレートしています。
(本当に？Ｆものキャパシターを使うと、落ち着くまで時間がかかりすぎるので)
B1 がフィードバック増幅器で「回生エネルギー／時間 (J/s = W) を一定」に保ちます。
仕事率 ＝ 瞬時電力は 60W 程度にしています。

まだやっていませんが、Vs 電圧に応じて I2 の電流を制御すると、スイッチング周波数
の変動を小さくできます。
これでいいかな〜？　と思っていたら、出力コンデンサーの充電電圧が低過ぎる → 適正
への過渡期に SW 周波数が高くなりすぎることがわかりました。

まだ考えが足りない！
なお、I1 はフィードバックループの安定性を調べるため、また「弱ブレーキ」動作が
可能なことを確かめるために追加したものです。(連続制御可)

もっとスマートで賢いやり方はありませんかね？　たぶん私はバカなことをやっているのだ
と思います。アドバイスのほど、よろしく。

いい忘れました。LTspice を使用しています。SPICE の netlist を
ご希望の方は、そうおっしゃってください。

Circuit Makerの使いかたがわかりません。

とりあえず手始めに電源にコイル繋いだだけの回路特性を調べようかと思いました。
グラウンドとって、プローブつないでぽちっとな、エラーになりました。

これ面白そうなんだけどなー。いやいや電気って面白いですね。

水野晴男かお前は

死ぬまで付き合っていくのに不足はありません。
オシロスコープは恋人ですね。
回路にプローブを繋いであげると彼女の気持ちを波形にして表現してくれます。
ＣＨ１　おれの気持ち
ＣＨ２　彼女の気持ち

増幅してる時はほんと、生きてて良かったなって思います。

CH1をXに入れてCH2をＹに入れるとハート型のリサージュ図形が

sin(t)*(1+cos(t)), -cos(t)*(1+cos(t)) で大まかにはいいんだけど、しっぽの部分を
つけたい。どうしたらいいかな？ 円周の伸開線を２つとか？

>>251 ですが、なんとかだいぶ思ったような動作をするようになりました。
.step param vs list 4 8 12 で３つのグラフを重ね書きしています。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0841.png

入力電圧つまり回生電圧が 4 〜 12V まで変わり、さらに「弱ブレーキ」動作をさせても、
SW 周波数変動は ±15% 程度に収まります。(まだ少し大きめだけど)

この SW 電圧コンバーターは、主インダクタンスのピーク電流とバレー (谷) 電流を
決めることで動作を制御しています。ピーク電流のほうは瞬時変換電力を一定に保つ
ようにフィードバック動作をします。バレー電流のほうは、SW 周波数が一定になるように
制御します。バレー電流 (ウィンドウコンパレーターの LTP) の計算には V(Vs), V(o_), V(cv1) の関数
　((f*L*Rs*V(o_) + f*L*Rs*V(Vs))*V(cv1) - Rs*Rs*V(Vs)*V(o_)) / (f*L*Rs*V(o_) + f*L*Rs*V(Vs))
を使いました。(f, L, Rs は定数)
こんな式をどうやって求めたか？　それは数式処理プログラムのお世話になりました。
手でやっていたらきっと間違えて、結局は投げ出していたでしょうね。

現実に作るとき、こんな演算をアナログ回路でやる気力はありません。昔の人はやったの
だろうけど。デジタル処理をするとしても、20 〜 30μs に一回くらいの演算処理をすれば
十分間に合いそうです。これを確かめる方法はあって、V(p), V(o_) の直前に
サンプル＆ホールド回路を入れます。(まだやっていません)

SW 周波数が一定であることを最重視するなら PWM 方式にします。試してみると、
動くには動くのですが、
　(1) 出力電圧が目標値以下のときに (電流制限のため、回生電力を目標値にできない場合)
　　なめらかな動作をしない。
　(2) 入力電圧変化に対する過渡応答の変化が大きい。
などの問題があることがわかっています。
もう一つ、Ton 一定の FM 方式も試しましたが、こっちはもっともっと問題が山積み。

LTspice の .asc ファイルも UP しておきました。
ttp://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0842.txt

>>256 >>257
思いついた。好みのハート形をまず決める。テキトー適切に座標を設定して
　(Px, Py) := ( cos(t) * f(t), sin(t) * f(t) )
を考える。f(t) はフーリエ級数。シグマ 1..n (sin(a_n * n*t) + cos(b_n * n*t)) ね。
n は好きなだけ増やしていいです。

シグマ 1..n (sin(a_n * n*t) + cos(b_n * n*t))
　は、
Σ 1..n ( a_n*cos(n*t) + b_n*sin(n*t) )
　に訂正します。バカでした。これからもバカやると思いますが・・

http://www.nikonet.or.jp/spring/sanae/Curves/Curves.htm　→　カージオイド
を見たんだけど、
　ｘ＝ａcosθ(１＋cosθ)
　ｙ＝ａsinθ(１＋cosθ)
って、逆余弦関数、逆正弦関数かと考え違いして、頭が一時「・」になったよ。

半分だけ解読すると、
　ｘ＝ａcosθ(１＋cosθ) というのは
　ｘ＝ａ* cos(θ) * (１＋cos(θ))
だろな。昔は紙と墨が貴重だったから、節約したのだろうな。ごくろうさま。

ｘ＝ａ* cos(θ * (１＋cos(θ))) ・・・
というのも面白いよ。やってみましょ。

LTSpiceで回路の勉強しようと思っているのですが、
PWLで電圧源や電流源の設定をする場合に、1周期分のポイントを入力して
それを解析時間繰り返すようにするにはどうすればいいんでしょうか？

LTspiceを最近使い始めた初心者です。
SWレギュレータICのMC34063のシミュレーションを
するためにオンセミからモデルをダウンロードしようと
しました。

そこで質問なのですが、ダウンロードできるモデルは
IsSpice, ORCAD, SPICEの3種類あるのですが、
LTspiceで使用するにはどれを使用するのでしょうか？

試しにORCAD用を使用してみましたがうまく動作してくれませんでした。
（エラーにはなりませんでした。べき乗記号を**に修正はしました。
もちろん単純な設定ミスの可能性もありますが）

私はどのSPICEでもそれほどライブラリは変わらないのかと
思ってましたが、そうではないのでしょうか？
ちなみに、ORCAD用とSPICE用のライブラリの中身を比較してみましたが
似たような書式のフォーマットですが、ORCAD用の方がなぜか倍ぐらい
記述内容が多かったです。

基本的なことですが、どなたか教えてください。

>>265
やりたいことが、もう一つわからないんだけど、御参考までに。
http://www.d1.dion.ne.jp/~river_r/bell/sc3_memo/sc3_memo.html
ここで、PWL を文字検索してください。

>>266
MC34063 に関しては、いろいろ議論があったようです。
http://groups.yahoo.com/group/LTspice/files/%20Examples/SMPS/　の
MC34063_buck_converter
MC34063A_plus_PNP
あたりを見てください。(yahoo USA へのメンバー登録要)

>>268
yahoo USAですかぁ。
英語苦手なんで、議論の内容が理解できるか不安ですが
とりあえず見てみます。

ところでMC34063についてはおいといて、
先の質問の繰り返しになりますが、一般的にモデルはORCAD用のとかでも
使えるもんでしょうか？

>>268
yahoo USAにメンバー登録して
教えていただいた部分にアクセスしてデータを取り出せました。
さっそく内容を確認して試してみようと思います。

たしかにyahoo USAにはいろんな情報があるようですねぇ。
英語ということで敬遠してましたが、私にでもいろいろ情報は
得られそうです。

269では、お礼を言うのを忘れてました、失礼しました。
とりあえず、ありがとうございました。

>>266 >>268
MC34063 にコンパレーターを一つ追加すると、動作が素直になる。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0849.png
もっともこれはシミュレーション上でのこと。実際にはやってみないとね。

>>271 ですが、どうも考え違いがありそうです。出直して来ます。

>>258 ですが、もう少し整理しました。
回生ブレーキ用の電圧コンバーターです。今回は出力に 10F のコンデンサーを接続しました。
何とか発電機電圧 4 〜 12V でかつ電気二重層コンデンサーの電圧が 4 〜 12V であっても
破綻なく動くようになりました。グラフは入力・出力電圧が 4, 8, 12V つまり 9 種類の
場合を重ね書きしてあります。 http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0857.png

V(brk) がブレーキパワーを指定しています。
(加速のパワーと言えばわかるけど、ブレーキのパワーって変な言い方かもね。)
制御方式は「主インダクターのピーク電流とバレー (谷) 電流を指定する」方法です。
まだ SW 周波数の変動が大きいのが気になっています。(最大最小の比が２くらいあり)

>>273
回路シミュレータ(例　LTspice)では、
水晶や水晶発振器、あるいは、ラダー型水晶フィルタを
回路モデル化できますか？
可能であれば考え方を、
不可能であればその理由を教えてケロ。

＞274
http://www.d1.dion.ne.jp/~river_r/bell/devmodel/devmodel.html#A1
これなんか、どうでしょうか。副共振のことは無視していますが〜。

なお、Q がとても高い共振回路のシミュレーションは、maxstep を小さくしないと
ならないため、とても実行時間がかかります。 >>192 の言う通り。

あっと、・・・www.d1.dion.ne.jp/~river_r/bell/devmodel/devmodel.html#A1
ではリンク先が見えないことがあるようです。
まずは http://www.d1.dion.ne.jp/~river_r/bell/devmodel/devmodel.html
に行って、「セラミック・水晶振動子とラダー型フィルター」という目次の文字列を
クリックして下さい。

>>274　＞ 不可能であればその理由を教えてケロ。
>>275 >>192　＞ Q がとても高い共振回路のシミュレーションは、maxstep を小さく
　しないとならないため、とても実行時間がかかります。← それはなぜ？

SPICE は数値計算をしています。おおまかにいって積分を差分に置き換えている
わけです。時間刻みを大きくすると、真の積分との誤差が大きくなります。
この誤差を小さくする試み・算法・技法は星の数ほどいっぱいあるのですが、やはり
「無限」＞「とっても^N 大きな数」という垣根は乗り越えられません。以上。

>>276
見ました。ありがとうございます。
ラダー型の水晶フィルタもずばりありますとは！
11MHzの水晶でもうまくSIMできるかな？
今日は夜も遅いので明日以降やってみまつ。

LTSpiceでADのアナログスイッチモデルを使いたいのですが、
どうすればいいでしょうか？
回路にMisc-Dip16を配置して、ADG442とし、
C:\Program Files\LTC\SwCADIIIにADのサイトから落としてきた、
（http://www.analog.com/Analog_Root/static/techSupport/designTools/spiceModels/adg442.cir）
ADG442.cirを配置。.LIB adg442.cirも回路に記述したのですが
unknown Parameter vswitchというエラーで実行できません。

LTSpiceはvswitchをサポートしてないのでしょうか？

うは。。。事故解決。。。お騒がせしてすいません。
ADのmodelはNCピンが記述されてなかったのでそれ足したらいけました。

>>274-277
水晶発振器ですか〜
http://groups.yahoo.com/group/LTspice/files/%20Tut/
にある、general_crystal_osc.asc なんて、まあよくここまでやったね！という見本かな。
でも、あれを見ると、いろいろと教えてもらえます。(Yahoo USA へのメンバー登録要。無料)
そのほか、水晶発振器などに関連したシミュレーション案は多数あります。

helmutsennewald さんって、「図表なり .asc ファイルをがーんと示すぞ。やってみろ。」
そしてあとは自分で考えろ。という姿勢のお方のようです。それもアリだよな。

Tina使ってる香具師いない？

>>282
使ってまっせ。安いStudent版だけど。

標準で入っているライブラリのデジタル素子(bufとかinv)とか
に任意の遅れを設定するにはどうしたらいいでしょうか？

↑どの SPICE の話ですか？

LTSpiceです。
回路図にTd = 10nとおいたのですが、missing nodesエラーになります。

>>286
Help の説明によると、INV は、

INV Behavioral Inverter
Parameters:
Trise: Rise time, Defaults to 0.
Tfall: Fall Time, Defaults to Trise.
Td: Gate delay time.
Vlow: Low output level, defaults to 0V.
Vhigh: High output level, defaults to 1V.
Ref: Logic threshold, defaults to the average of Vhigh and Vlow.

では、Vhigh=5 Ref=0.5 Td=10n Trise=10n　で使ってみましょう。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0899.png
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0900.txt (ローカルにダウンロードして、
ファイル名を *.asc に変えると、そのまま LTspice で試せますよ。)

>>287
トンでる説明・紹介で。ごめん。どこかトンでるとは思うのですが、
どこがどのようにトンでるのか、説明に困ります。もすこし勉強してきます。(逝ってきます)

こんばんは。
Verilog-A（≒Verilog-AMS）に関することは、
このスレの範疇でしょうか？

アナログ回路自体や、
Verilog-Aを用いたアナログ回路のモデリングについて勉強したいと思っているのですが
おすすめの本があったら教えていただけませんか？

普段はデジタル回路というか
論理設計してVerilog HDLで回路記述するような勉強しかしていないので、
アナログ回路の勉強自体、ほとんどしておりません・・・
よろしくお願いします。

http://www.amazon.co.jp/gp/product/4789833607/
とりあえず明日
↑の本は読んでみようと思ってます。

>>289-290
私も興味アリです。お役には立たないとは思いますが。

JRCのspiceモデル
ttp://www.eetimes.jp/contents/200607/9353_1_20060703142958.cfm
ttp://semicon.njr.co.jp/njr/hp/macroModelRule.do
ガイシュツだったらｽﾏｿ

>>292
私は初めて知りました。ありがとう。
JRC の日本語 HP top にも、ひょこっとメニューボタンがありますね。あれでは、なかなか
気づかないよ〜。あと、登録しないと教えてもらえない。まだ自信がないのだろうね。

BBSPICEでTFTトランジスタの計算をしたいのですが
アドバイスお願いします。例えば
　�@４端子MOSモデルに擬似的な等価回路をつけてTFTもどきにする
　�A標準的TFTモデル・モジュールが公開されている
　�B試用版の？SPICEでTFT使用できるとか。

馬から落馬

＞294
こんな Web ページを見つけました。ttp://legwww.epfl.ch/ekv/index.html

絶縁基板上の Si-MOSFET の SPICE モデル、BSIMSOI のサイトがあります。
ttp://www-device.eecs.berkeley.edu/~bsimsoi/index.html

質問です。

IBISモデルの中身がプルアップ、プルダウン、ランプアップ、パッケージ部等から構成
されることは確認したのですが、実際のバッファがどういった中身（トランジスタ等の回路構成）
で、プルアップ、グラウンドクランプ等はどういった特性なのかを確認したいと思っております。
良い参考書等はありますでしょうか？

>>298
＞実際のバッファがどういった中身（トランジスタ等の回路構成）で、
＞プルアップ、グラウンドクランプ等はどういった特性なのか・・

IBIS モデルをいくら調べてもその情報はありません。IC の内部等価回路 (データシート等
で公開されていることもある) あるいは SPICE モデルを調べなくてはなりません。

The core of the IBIS model consists of a table with current, voltage and timing information.
ttp://www.xilinx.co.jp/products/design_resources/signal_integrity/si_whyibis.htm
IBIS モデルの中核は、電流と電圧そして応答タイミングの対応表です。

>>299　はちょっと言いすぎかも。逆を考えて、こんな IC 内部等価回路を仮定すれば
(あるいは SPICE モデルを使えば) ターゲットの IBIS モデルにとてもよく合致する、
というのを漸近的に求める方法もあり得ますね。あまりお勧めできない方法だけど。

教えてください。

LTSpiceを使っています。
任意の時間後にオンやオフができるスイッチに相当する部品は、標準で含まれていますか？
代替する方法でもいいです。
回路にスイッチが含まれていて、人が３秒後にオンして５秒後にオフする、とかを
シミュレーションに反映させたのです。

>>301
ttp://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0962.png
こんな風にします。周期的に ON/OFF するなら制御信号は PULSE(・・) でいいのですが、
非周期的に ON/OFF したいときは PWL(・・) を使います。

そう言えば、以前どこかでスイッチのチャッタリングをどうやって表すか、という話が
あったような気がします。とうとう具体例は出てこなかったみたいだけど。
２種類ほど作ってみました。　ttp://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0964.png

もっとやるなら、実スイッチの出力を PC のオーディオ入力で受けて .wav ファイルにして
おきます。これを LTspice で読んで直流分を再生し、別の .wav ファイルに書き出します。
使うときは、電圧源　Vxxx n+ n- wavefile=<filename> [chan=<nnn>]　です。(これは LTspice 特有の機能です。)　
もちろん A/D 変換ボードを持っているなら、もっと簡単・正確に再現できるでしょう。

>>302
ありがとう。できました。
ところで、.modelのカッコ内の意味って、HELPのどこかに載ってますか？
探したけど見つかりませんでした。

>>304
SW のモデルの説明なら、ヘルプの LTspice → Circuit Elements → S. Voltage Controlled Switch
にあります。
OR 論理や差動シュミットトリガーは Appendixes → Symbols → Digital にあります。

質問でも、答えでもないのですが、多重帰還２次 BPF をシミュレートしてみました。
CR 値の計算式がなかなか見つからない。最初にブチ当たったのは中心周波数 f0, Q,
利得 G0 とも目安にしかならないヒドイしろものでした。そこで、
http://focus.ti.com/lit/an/slod006b/slod006b.pdf
を参考にして連立方程式を数式処理プログラムで解きました。

solve(Q = %PI*f0*R2*C, R2);
　[R2 = Q/(%PI*C*f0)]
R2 : Q/(%PI*C*f0) $
solve(G0 = R2/(2*R1), R1);
　[R1 = Q/(2*%PI*C*f0*G0)]
R1 : Q/(2*%PI*C*f0*G0) $
solve(f0 = sqrt((R1 + R3)/(R1*R2*R3))/(2*%PI*C), R3);
　[R3 = Q/(4*%PI*C*f0*Q^2-2*%PI*C*f0*G0)]
factor(Q/(4*%PI*C*f0*Q^2-2*%PI*C*f0*G0));
　[Q/(2*%PI*C*f0*(2*Q^2-G0))]

これを SPICE 語に翻訳したものを次に示します。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0970.png
V(o)/V(sn) は OP アンプのオープンループ利得、
V(i)/V(f) はフィードバック回路の利得の逆数、よって
(V(o)/V(sn)) / (V(i)/V(f)) はフィードバック量を表します。

AC シミュレーション結果は計算値より f0 が少し小さく、Q が少し大きくなっています。
50kHz で Q=10, G0=1 のフィルターともなると、GBW が 10MHz ではやや不足で、15MHz
くらいは必要なことがわかりました。

ちょっと反省。「フィードバック回路の利得の逆数」なんて、なぜそんなにヒネるのだ。
radio0970.png の２段目のグラフを描いたとき見やすいから、という理由だけです。
普通の人は素直に (V(o)/V(sn)) * (V(f)/V(i)) のグラフを描いて下さい。

CadenceのspectreをCore 2 Duoで走らせてみた人いませんか?
トランジスタレベルの過渡解析がPentiumに比べてどれぐらい速いのか気になるのですが。

>>305
見つかりました。精進します。

>309
精神論をいくら説いても、半導体 (の組み合わせ) は思ったようには動かない。

え？　別に説いてはいませんが・・・・
「私が」精進します、という意味で書いたんですけど。

悪かった。ごめん。

誤読晒しage

当たり前と言えば、当り前。　しかし技術屋さんは、手を抜くのよ。

理論通りに設計しても、シミュレーションと設計結果が合ってしまうと
動くと思うのよ。そこが最大の失敗。　現実の設計とシミュレーション
の食い違いを洗いざらい列挙して、その食い違いで何が起きるか予測する
ことが大事、それを完璧に行なうと失敗をしなくなる。

沢山失敗してきたひとりの技術屋として　時間がないから、最初は大雑把だけど
山場に差し掛かると手を抜くな、でしょうか？

低電圧、CMOSのλおよび短チャンネル効果は、無視できない。
特に短チャンネル効果の L の依存性は、充分把握しておく事ですな。

CMOSのλ は、BIp のアーリ電圧に相当する補正項の係数のことですね

＞314 さんは回路設計のことを言っているのか、半導体 IC の設計のことを
言っているのか、ちょっと不明。

質問です。
現在手元に１００Ωの抵抗がありますが、
１００Ωの抵抗の後、３本に分ければ３３Ωになりますか？

そういえば、幅の長〜い表面実装抵抗器があって、好きに割って使う。
生産・在庫管理が超楽！ というネタ話があった。

>316
　両方じゃないの？

>317
　１００Ω を３本パラレルにつなげば、３３Ω なるんじゃないの？

>>317
100オームを並列につなげばいいよ。
小学校で習ったよ。

>>318
ネタじゃなくマジレスすると、チップ抵抗をダイヤモンドやすりでトリミングして使った事有るよ。
１０MΩのチップ抵抗を１００MΩとか普通に出来る。
慣れると一段低い抵抗値を使ってトリミングして必要な抵抗値に合わせこみ、0.1パーセントでも追い込める。

>>322
明日、一ヵ月後、一年後、１０年後くらいまでは、その抵抗値のままで
いてほしいものです。

>>322
詳細よろ
長文でもいいからｋｗｓｋ聞きたいｗ

＞324
構造が http://www.cypress.ne.jp/f-morita/parts/register/r_chip.html みたいだとすれば、
┌─v─┐
│　　　 │
└──-┘
上記 "v" のように削るんじゃなかろうか。

>>315 関係資料見〜ッヶ
http://www.stanford.edu/~boyd/reports/opamp_tcad.pdf

アンプのマクロモデル
http://www.national.com/JPN/appinfo/amps/spice.html

水晶発振器
http://jaco.ec.t.kanazawa-u.ac.jp/kitagawa/edu/islab2/ch18.html
http://www.citizen.co.jp/crystal/circuit/
http://www.tew.co.jp/crystal/qcu/gaiyo.html

　　↑　こんなのもあったよ
http://www.txc.com.tw/download/TECH_PAPER/2004-SIAWDFMCS-1%20(English).pdf

　↑　発振回路設計 非線形領域では困難なので線形領域で設計　振幅不足ならアンプ追加
http://www.epsontoyocom.co.jp/C_support/precautions/precautions_1.html
http://www.epsontoyocom.co.jp/C_support/precautions/precautions_2.html

　↑　基礎？
http://nanocarb.meijo-u.ac.jp/expII_TXT%5Cex2%5C2-7.pdf

今まで「FIR フィルターを SPICE で表現するのはメチャめんどう！」
だとばかり思い込んでいたのですが、こんな方法を思いつきました。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1012.png

タップ数は 32 で、フィルター係数は sin(x)/x の形にしてあります。
文字が多いですね。決まりきった部分は別ファイルにして ".include" すれば回路図が
すっきりします。心配したシミュレーション所要時間も思ったより短いようです。
Maxstep をどのような基準で設定したらいいのか、それはまだ思案中です。
これは LTspice ですが、ほかの SPICE にも応用できます。

続報。Maxstep は、けっこうどーでもいいみたいです。この例での 1MHz (1us) の
サンプル＆ホールド回路をシミュレートできれば、あとは 1us 以下の変化は無視して
いいわけですから。
V(in) を使っていなかった「おバカ」を改め、今度は (sin(x)/x)^3 の形の係数で
シミュレートしてみました。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1015.png
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1016.png

A/D 変換器用の ２次 ΣΔ (ΔΣ？) 変調器を試しています。あれまあ、６次くらいの
フィルターをつけただけで、結構まともな信号が得られます。ホントかな。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1018.png
V(o3) は V(q) 信号を３次 LPF に通したものです。
V(o4) は V(o3) を別の３次 LPF に通したものです。これらの LPF はデジタルフィルターです。
３次デジタル LPF と言ってもいろいろあります。内容はまだ検討中です。

デジタルフィルターはこんなのにしてみました。これは３次フィルターのユニットです。
B1, A3, A4 が一次フィルター、遅延線の周囲が２次フィルター (双一次型) で、
これらを継続接続しています。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1019.png

全体ではこれを３個 ＋ 一次フィルター１個で、１０次相当になります。(fc や Q の
設定はいいかげんです)　なんとか「18bit ADC」と名乗れる位の性能が得られました。
もちろん計算上の話ですが。データ帯域は DC 〜 1kHz、クロック周波数 100kHz です。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1020.png

同じ種類のフィルターでなく別形式のフィルターをカスケード接続すれば、演算量が
少なくて済むかもしれません。「こんなフィルターはどうか？」と思いついた方は、ぜひ
お教え下さい。
(FIR 型は Fsample / Fcut-off が大きいので、タップ数が大きくなり過ぎるようです。)

タップ数が多くて困るならケーキをタップリすればいいじゃない

ちょっと発見。LPF にちょっとでもオーバーシュートがあると、それが段数倍されて
出力に出てきます。微小なノイズ源は私が作った LPF それ自身でした。
それを減らすと３倍くらい性能 UP できました。

一次フィルターの積分方法が、ちょっとショボイですね。あれって考えられる限り
一番簡単な方法。leap flog とかの方法も考えてみましょうか。そうした上で、
サンプル＆ホールド１個と TLINE (遅延線・伝送線路) と電圧源で書けるかも。

現在のところ、デジタルフィルターの演算量は 1 サンプル周期ごとに
　V(d1) + k1*(V(in) - V(d1))
　V(d1) - A1*V(z1) - A2*V(z2)
　B0*V(z0) + B1*V(z1) + B2*V(z2)
これだけです。まだまだ余裕はあります。

>>337　突っ込まれないうちに、洗濯しときます。
デジタルフィルターの演算量は 1 サンプル周期ごとに：
　V(d1) + k1*(V(in) - V(d1))　← ４回
　V(d1) - A1*V(z1) - A2*V(z2)　← ３回
　B0*V(z0) + B1*V(z1) + B2*V(z2)　← ３回
これだけです。まだまだ余裕はあります。

ファンクションとして1ビットDACとして使っていると思うのだが、
こんなに減衰してよいの？
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1016.png

入力信号レベルがこうなのか？　誤解した。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1016.png

実際の論理に落とした時の有効桁数を無視するなら使えそうだな。
サンクス それから気になったのは

>>334 は、good だが、>>335 は、bad だな。

>>340
蟻さん１０匹。

＞入力信号レベルがこうなのか？　誤解した。
はい、その通りでございます。インパルスですので・・。

＞実際の論理に落とした時の有効桁数を・・
それは結構簡単。V=floor(k*V(x)+0.5)/k を計算させます。int() はゼロ付近の振る舞い
が変ですので使いません。

＞ >334 は、good だが、>335 は、bad だな。
う〜ん。普通のデジタルフィルターはよくないのか〜。335 は無理に普通の
デジタルフィルターを使ったような面はあるけれど。

おとなしく 200 タップ以上の FIR を使う手はあるのだが・・・

こんばんは、LTspiceを使い始めたばかりなのですが質問があります。
抵抗の値をそのときその抵抗を流れている電流の関数にすることは可能でしょうか？
つまり抵抗の値は時々刻々と変化しある程度の時間がたつと収束するような感じになると思われます。
関数の変数に電流Iを用いることができれば
1.funcコマンドでIを含む関数の設定
2.抵抗の値を先の関数に設定
という手順で実現できるのではと思っているのですが手順１でつまずいております。
もしご存知でしたらぜひ教えてください。よろしくお願いします。

>>343
これじゃだめなんだろうね。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1025.png

これは電圧源のほうに時間依存性を押し付けている。
抵抗器のほうに時間依存性を持たせると、それは周波数依存抵抗器であって純抵抗ではないね。

>>343
これなら、どうですか？
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1026.png

>343
「抵抗」が時間にそって収束性をもつようにしたいのか、電流の関数としたいのかはっきりしないが
後者が欲しいのなら、

I の関数 R(I) が与えられているとすれば、その「抵抗」とやらの両端の電圧 V(I) = I*R(I)
もまた I の関数。よって Current dependent Voltage source で
制御電流に自分自身の電流を指定した関数を書けばよかろ。
help で H の項を参照のこと。

時間の関数が欲しいなら時間にそって単調増加する電圧をもつ回路用意してその電圧を変数とした
Voltage dependent Current source 使って以下同じ。

＞346
＞制御電流に自分自身の電流を指定した関数を書けば

それをヘタにやると、「singular matrix, 行列式が０になってしまうので解けません」
とかいう意味のエラーにならなかったっけ〜。

>344-346
お返事ありがとうございます。
やはり現実にない素子(昨日は抵抗と言いました)をシミュレータで用いるのは難しいようです。
簡単に表すとR(I)=定数/電流I(t)というような素子を用いて最終的に一番よく電流が流れる
素子以外は抵抗がほぼ無限大までいくような回路を作りたかったのです。
わかりずらい説明で申し訳ございませんでした。

>>348
時間に比例する抵抗 (流れる電流が両端電圧に比例し、時間に反比例) なら
このように書けますが〜。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1028.png

LSI 内部の電源ノイズ、配線間クロストークを SPICE でシミュレーションする一方法

http://www.ednjapan.com/content/issue/2004/08/feature/feature01.html

突然すみませんが質問させてください。
PSpiceを使用しているのですが、その中に折れ線近似波というものがございます。
PWL(時刻１　電圧１　時刻２　電圧２　……)というやつです。

HSpiceならさいごにRをつければ波形を繰り返してくれたのですが、PSpiceでの繰
り返しの仕方がわかりません。
ご存知の方おられましたらお願い申し上げます。
流れを遮って申し訳ないです。

>>351
http://www.seas.upenn.edu/~jan/spice/PSpice_ReferenceguideOrCAD.pdf
ここなんかの page 145 〜 に PWL の使用例がいっぱい載っています。
動作を確かめてはいません。あしからず。

一つお聞きしたいのですが、IBISモデルで周辺温度を考慮した解析ってできるのでしょうか？
[Temperature　Range]って属性がIBISモデルにあるんですけど、これ解析に影響しないと思うんですが。
無理なら、やはりトランジスタレベルの記載にするしかないですよね？

LSI 基板ノイズのシミュレーション解析

http://www.toptdc.com/d03research.html　　
http://www.dsl.hiroshima-u.ac.jp/presen00/murasaka.pdf

>>353
よく知りませんが、できそうな感じです。PC 板 CAD 設計などに詳しい方にゆずります。

>>352様
わざわざお忙しい中お答えいただきありがとうございます。
すばらしい助言に大変助かります。
さっそく挑戦します!!
本当に感謝申し上げます。
351

定電流回路(10mA)のつもりで書きました。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1052.gif

Q2_VBEとR1の関係がキモで、これで回路の電流値が決まり、R2はQ1に電流を流す役目、
もしくはQ2がオープンコレクタになるからのプルアップするため、そんな認識です。
よって、R2は適当でいいと思ったのですが、実際にはかなり影響があるようです。

これはどういう理屈なんでしょうか。

北極と南極の抵抗は何オームぐらいですか？

>>357
R2 (R5) は２段増幅器の１段目のコレクター負荷抵抗になっているので、
これを変えると直流増幅器としての動作点が変わります。

高ループ利得を期待するなら、R2 (R5) に流れる電流が Q1 (Q3) のベース電流の
２倍とか５倍とかになるように、R2 (R5) の抵抗値を決めます。以上棒読み。

>>357
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1053.png
NPN Tr には、もう少し現実的なパラメーターを指定したほうがいいのではないかと思います。
.model で指定することもできます。
定電流性を望むなら、図のように R1 は直接 V1 電源に接続すべきでしょう。
SPICE では電流の検出用に、0V の電圧源を使うのが普通です。図の V2。
(Ic(Q1) を直接に指定することもできます。)
.dc ドットコマンドで V1 電源電圧をスイープして、結果をグラフに書けます。

>>358
昔のフランス人は偉かった。なんせ地球の周囲の長さを実測して (＋推算) 1m の長さを決めた。
それに習って、実測してみよう。

>>359
二段増幅器とか直流増幅器とか高ループ利得とか言われて理解できるようになりたいです。　orz

>>360
> 定電流性を望むなら、図のように R1 は直接 V1 電源に接続すべきでしょう。
もともとCRDの代わりにできるモジュール(=２端子)のつもりで描きはじめたためですが、
動作内容を云々する場合はそうすべきでした。

同様の回路で100kのところを10kや1kに変えてみたのですが、8.5mA、9.5mA、10.5mAぐらいに
異なっていました。これはどうしてですか？
抵抗値が大きいほど、電源電圧が高くならないと定電流にならないのですが、
これはQ1のベース電流が足りないせいだろうと思います。十分電圧が上がったら、
同じ電流値になりそうな気がするのですが、ならないのはどういうわけでしょう。

>>362
回路を２段直流増幅器、負帰還ありの形に書き直しました。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1054.png

なぜと言われても〜　答えに困ります。上記の回路図で、
Ic(Q2) = hFE_Q2 * Ib(Q2)
Ib(Q1) = (Vcc - Vb(Q2)) / R1 - Ic(Q2)
Vb(Q2) ≒ 2*0.6　(概略値)
Ic(Q1) = hFE_Q1 * Ib(Q1)
Ib(Q2) = Is*(exp(Vb(Q2)/(Nf*VT)) - 1)　(注. VT = K*T/q = 0.026V ＠ 27℃)
　(Is の典型値は 1e-14、Nf の基準値は 1.0)
Vb(Q2) = (Ie(Q1) - Ib(Q2)) * R2　(注. Ie(Q1) >> Ib(Q2) です)
Ie(Q1) = Ic(Q1) + Ib(Q1)

こんな連立方程式を解くと、Vcc や R1 と Ic(Q2) (または Ic(Q2) + I(R1)) の関係
がわかります。とは言っても、それを「数値的に」解いているのが SPICE なんですが。

情緒的・感覚的な「桶屋が吹くと風が儲かる」ようなたとえ話は、得意な方にゆずります。

ごめんなさい。式が間違っていました。訂正。(Vb(Q2) → Vb(Q1) ２箇所)
Ic(Q2) = hFE_Q2 * Ib(Q2)
Ib(Q1) = (Vcc - Vb(Q1)) / R1 - Ic(Q2)
Vb(Q1) ≒ 2*0.6　(概略値)
Ic(Q1) = hFE_Q1 * Ib(Q1)
Ib(Q2) = Is*(exp(Vb(Q2)/(Nf*VT)) - 1)　(注. VT = K*T/q = 0.026V ＠ 27℃)
　(Is の典型値は 1e-14、Nf の基準値は 1.0)
Vb(Q2) = (Ie(Q1) - Ib(Q2)) * R2　(注. Ie(Q1) >> Ib(Q2) です)
Ie(Q1) = Ic(Q1) + Ib(Q1)

余談になりますが、低い電圧から電流が立ち上がる回路として、こんなものが考えられます。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1055.png

自己宣伝ですが、私の Web ページ　http://www.d1.dion.ne.jp/~river_r/bell/　
に、デルタシグマ A/D 変換 (2) の項を追加しています。
http://www.d1.dion.ne.jp/~river_r/bell/dsadc/dsadc.html
辛辣なご批判・ご感想など、大歓迎です。

>>364
やっと時間が取れたので考えてみたんですが・・・・
コレクタ電流はベース電流のhFE倍、エミッタ電流はコレクタとベースからの合計、など
私の既知のものを省いて、代入できるものをしてみると、疑問はこの中にありそうです。

1) IbQ1=(Vcc-1.2)/R1-IcQ2
2) IbQ2=1e-14*(exp(VbQ2/0.026)-1)
3) VbQ2=(IeQ1-IbQ2)*R2 (注.IeQ1>>IbQ2)

expの計算ができないので、具体的な数値を代入しての計算はできませんが・・・・
まず3)は、Q2を駆動する電流以外がR2に流れてVbQ2が発生します。
2)は、発生したVbQ2の変化は、うんと激しいIbQ2の変化になると言っている気がします。
当然IcQ1もそれに比例してうんと激しく変化して、1)のIbQ1をうんと激しく制限します。

・・・・となると、R1の意味がなさそうなんですが。
2)の解釈が間違ってる？

>>367
VT = 26e-3
VbQ2 = IcQ1 * R2　(★ IcQ1 ≒ IeQ1 、IbQ2 << IeQ1 とした簡略式)
IcQ2 = hFEQ2 * Is * (exp(VbQ2/(1.0*VT)) - 1)
　上記を次式に代入します。
IcQ1 = hFEQ1 * ((Vcc - VbQ1)/R1 - IcQ2)
　すると、
IcQ1 = hFEQ1*((Vcc - VbQ1)/R1 - hFEQ2*Is*(exp(IcQ1*R2/26e-3) - 1))

exp() があるので代数的方法では解けず、右辺にも IcQ1 が出てきています。
逐次的に解くのなら、初期値を IcQ1 = 10mA 、VbQ1 = 2*0.6V と仮定して漸近計算をします。
SPICE はそのような計算をしてくれます。

http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1070.png
問題の回路は２端子回路として扱い、R1 を 100k, 47k, 22k と変えて３本のグラフを書きました。
下段のグラフ d(V(a))/d(-I(V1)) は２端子素子の動作抵抗を示しています。
(理想定電流素子なら ∞Ω)

それとも、質問の真意は回路定数の決め方 (特に R1) でしょうか？

私はすぐ計算間違いをするので、ちょっと検算。
hFEQ1 = 300 ： hFEQ2 = 300 ： Is = 1e-14
Vcc = 12 ： R1 = 47e3 ： R2 = 56
VbQ1 = 1.33 ： IcQ1 = 8.3622e-3

iR1 = (Vcc - VbQ1)/R1 = 0.00022702
iQ1 = hFEQ1*((Vcc - VbQ1)/R1 - hFEQ2*Is*(exp(IcQ1*R2/26e-3) - 1))
= 0.0083652　(IcQ1 の初期値とほぼ等しくなりました)
iQ1 + iR1 = 0.0085922　(２端子回路の電流)

SPICE で計算した値と比べると 20% も小さいのですが、これは Tr の Rb, Re
を考慮していないからでしょう。Rb, Re が 0 でないと、同じベース電圧を加え
ても Ic が少なくなります。同程度の Ic を流そうとすると Q2 のベース電圧を
大きくせざるを得なくなり、結果として回路電流を増やすように働きます。

えーと・・・・

初めはトランジスタは両方オフで電流はゼロ。

0.65Vあたりを超えるとQ1が動き出して、電流がどんどん流れ出す。
グラフは立ち上がる。でもR1が大きすぎると、IbQ1がなかなか十分に
流れないから、グラフはなかなか立ち上がりきらない。

1.3Vを越えたあたりからQ2も動き出す。R2で発生する電圧とVbQ2が
同じ電圧になるように、Q2はIcQ2としてIbQ1を引っこ抜く。グラフは寝てくる。
どんどん電源電圧が上がると、Q2は無駄分をどんどん引っこ抜く・・・
抜きたいんだけど、たくさん流すためにはIbQ2を増やさないといけない。
増やすとVbQ2もちょっとだけ上がる。するとR2に発生する電圧もちょっとだけ
上がらざるを得なくなって、IcQ1もちょっとだけ増えてしまう。

「ちょっとだけ」の増分は、電源電圧とR1の大きさに依存する。
こんな感じでしょうか。

「ちょっとだけ」を少なくするには、Q2がうんと増幅できればいいと思ったんだけど、
なんで変わらないんだろう。

2N3904→NPNx
.model NPNx NPN(Bf=1000000)

>>371
それじゃあまあ、こんなのはどうですか。(OpAmp は独立電源で動作)
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1071.png
動作抵抗のグラフ (下段) にギザギザが見えますが、まあ許してやって下さい。
Q1 のベース - Gnd 間に適当な容量のコンデンサーを接続すると、高周波での
定電流性能が向上します。(周辺の部品定数の設定を誤ると発振します)

夢の中で呼ばれた気がしたので起きてきましたｗ

「ちょっとだけ」云々は、VbQ2とIbQ2(もしくはIcQ2)の関係ですね。
あのダイオードでおなじみの、ぐいーんと駆け上がるグラフ。
hFEをどうこうしても、IbとIcの関係が変化するだけで、VbとIcの関係には関係はない。
やりたいのは駆け上がりを急峻にすることで、それには素子単体では無理っぽい。
（exp云々がpn接合とかシリコンとか何か物理的な物性から来てるニオイがする）
で、TL431のモデルをもらってきてR2を調整してみたら、定電流域でのR1による差はなくなりました。
ttp://plaza.rakuten.co.jp/ftechworks/diary/20060612/

・・・・寝ぼけて解ったつもりになってるだけかもしれないけど。

>>372
オペアンプは、本から回路をコピペして使ってるレベルなのでよく解らないのですが、
たぶん0.6VとR2で発生する電圧とを比較してQ1をコントロールしているんでしょうね。
R1はオペアンプ内部でオペアンプの電源につながってる、ような感じでしょうか。

寝てる途中なので、とりあえずおやすまさい。

N-ch MOSFET ×２ によるハーフブリッジ回路を試しました。100W とかそれ以上の電力を
考えています。ハイサイド MOSFET の gate はブートストラップ電源でドライブします。
約 10V スイングする Vgs の、ハイサイドドライバーが、なかなかまともに動かない。

http://www.intersil.com/product_tree/Power_MOSFET_Drivers.asp
ここの EL7212 データシートを読んで SPICE モデルを試すと、High Side のドライブがめちゃ変！

.sub ファイルの中身を見ると、「 g1 11 0 15 0 -940u 」なんて書いてありました。
えっとお兄姉さん、そこの「 0 」はグローバル Gnd なので・・　それじゃだめですよ。
「 g1 11 3 15 3 -940u 」に修正すると一応は動作しましたが。

ハイサイド ON 時 の dv/dt によって、ローサイドの FET が半端に ON して貫通電流が
流れてしまいます。その大きさが半端じゃないので、使用を取りやめました。
結局、このような単純な回路↓のほうが、けっこうまともに動きそうです。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1086.png
Vs は G に対して 8 〜 12V に保ち、G 端子は FET のソースに接続します。
in 端子から 4 〜 5mA の電流を流し出すと out 端子に gate を接続した N-ch FET が ON します。

TEST

>374 ですが、補足。
使用をとりやめた EL7212 のことですが、用途によっては性能に文句はありません。
しかし N-ch MOSFET ×２のハーフブリッジドライバーとして使うとき (２個使用)、
OFF → ON 時のゲート dv/dt と、ON → OFF 時のゲート dv/dt を独立に制御できたなら、
もっと用途が開けたように思います。
しかし大昔の DS0026 (MH0026 かな) とピンコンパチブルにするという開発方針が
あったそうですから、そうそう勝手なことはできませんね。つらいところです。

　
∩＿　　　　　　
　　　　　　　　　 　〈〈〈　ヽ　　　　
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　　 | ノ　　　　　 ヽ !　　
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　 |　　　　( _●_)　 ミ／　　
　彡､　　　|∪|　　／　　　　
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　　こいつアホ　　　　　　

アホ言う前に指つないどけ

いやあね、こんなの↓も試してみましたｙｏ。 ばかですね〜
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1119.png

　　　　　　　　　　 ∩＿　　　　　　
　　　　　　　　　 　〈〈〈　ヽ　　　　
　　　　　　　　　　〈⊃　　} 　　　
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　 |　　　　( _●_)　 ミ／　　
　彡､　　　|∪|　　／　　　　
/　＿＿　 ヽノ　/　　　　
(＿＿＿）　　　/　
　やりなおしてキメとくクマ！

外見はつながっても、神経まではなかなかうまくいかないらしいよ。
丸鋸で落とした人が言ってたから。

AC100VにつなぐLED照明を作ってみました。
抵抗、コンデンサ、LEDモジュール、を直列に接続しました。
LEDモジュールとは、「LED5直+整流用ダイオード」の組を、逆向き並列につないだものです。
LTSpiceを使っています。

Q1.
抵抗の消費電力を見たくて、I(R1)*(V(n002)-V(n001))などと入力しましたが、
いちいち式を入力しないですむ方法はありませんか？

Q2.
脈流になるので、消費電力も脈打っています。
ピーク電力に合わせると、余裕がありすぎる気がします。
平均値(実効値？)を見る方法を教えてください。

>>382
単純に電流制限抵抗をLEDにつないでんの？
万が一その方式だったら、電力->光変換効率が悪くなるよ。
LEDドライブ用ICが出てるからそれを使うと消費電力が減り、
LEDの高効率が出せるよ。
ICはMaxim社だったかな。

>>382
Help → Waveform Viewer → Trace selection のまんなかあたりで、
　Yet another schematic probing technique is to plot the instantaneous
　power dissipation of a component. To do this, hold down the Alt key and
　click on the body of the symbol of the component. ・・・
などと、画像入りで説明されています。(scad3 Version 2.19i の場合)

このあと Ctrl キーを押しながらトレース名 (式) を左クリックすると、
平均消費電力と区間積分値が求まります。区間積分値から真の RMS 消費電力が計算できる
でしょう。くり返し波形の場合は、表示区間をくり返し周期の整数倍に設定します。
短く書きすぎた気もします。追加質問して下さい。

>>383
直列に抵抗とコンデンサーを入れているそうですよ。それでも力率が悪いのは確かだけど。

最新の scad3 (LTspice) は Version 2.19k です。最近すごい速さで細部が改定されている模様。

>>384
うまく表示できました。

>>383-384
シミュレーションしてみると状況によって6kAとか流れたんで、
2k？の抵抗を入れました。60mAぐらいに収まっています。
試しに電源直後に0.1？をつけると300A程度に収まります。
実際にはこのぐらいなんでしょう。

LEDに流れるピークは11.5mA程度、Averageは3.0mA程度、RMSは5.3mAほどでした。
半波で脈流なので平均3mAは分かるのですが、RMSのほうはどういう意味なんでしょうか。
LEDに流す値としては、どちらを目安にするものなのでしょうか。

>>386の「？」は「オーム」です。
？は表示できないのか・・・Ωもダメかな？

考えてみれば、ダイオード２本増やして、
抵抗、コンデンサ、ブリッジダイオードで整流、LED10直、の方が
似たような回路だけど４倍明るいですね。一度に倍の数、倍の周期で光るわけですから。
消費電力もたいして変わらないし。
効率アップしたこの回路でも、全体の45%が抵抗で熱になるようですが。

簡単なおぺあんぷ回路のトランジェント解析で電源投入とともに発振にいたるのをシミュレーションするにはどうしたらいい？

それには>>388に実行力と、若干の創意工夫力を加えればできるんじゃない。

>>382
ごめんなさい。>384 の
「・・区間積分値から真の RMS 消費電力が計算できるでしょう」
のあたりは間違っていました。どちらでも真の電力が求まるようです。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1158.png
このようなのを実際にやって、順番に確かめていくべきでした。失礼しました。

>>386-387
シミュレーション回路等を具体的に教えてもらったほうが話が早いと思います。

>>386は、よくある半波整流の電流波形と同じで、測定結果のピークとアベレージとRMSの意味が
解らないというだけの話です。見た目からすれば、均せばアベレージぐらいになりそうだけど、
RMSってどんな有意な数字なんだろう、と。Wikiとか見てもようわからん。

>>387は、もう実際に作り変えちゃいました。追加部品はダイオード２本と
電流倍増のために容量追加用のコンデンサ。一度に倍の数、倍の頻度、倍の電流で、
都合８倍に明るくなるはずだけど・・・・まぁそれなりに明るくはなりました。
抵抗は1kΩ1/4W直2、コンデンサは0.22μF400V並2でやってます。

やっぱり直流定電流にしないと目一杯イケないよなぁ・・・と、チョッパ式の
定電流回路に挑戦してます。廃品利用のディスクリートで。
コイルは空芯で10μHぐらいなら巻けるから、何とかならないかなぁ・・・・と。

発振の原理がまだ飲み込めません。　orz
適当にシミュレーション掛けると、シリーズレギュレータになってます。　orz

>>391
＞・・測定結果のピークとアベレージとRMSの意味が解らない

ピーク＝尖頭 は問題ないでしょう。残り２つについては、こちらの
「時間波形統計計算」中の「平均値」「実効値」を見てください。
http://www.onosokki.co.jp/HP-WK/c_support/tech_term/cf_fft/cf3_3.htm
(表現が離散データ向きになっていますが、元は連続波形に対する定義です。)

LTspice での実例は：
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1160.png
まずは全波整流電流波形の平均値です。
∫_0~π sqrt(2)*sin(x) dx = 2*sqrt(2)　(区間 0 〜 π の定積分)
2*sqrt(2)/π ≒ 0.90031 = 900.31mA --- (*1)
RMS 値は、電流の向きを無視してよいので正弦波の場合と同じ 1A 。

半波整流の場合の平均値は (*1) の 1/2 で、900.31mA/2 ≒ 450.16mA 。
RMS 値は、正弦波の場合と比べて電力が半分、つまり電流は 1/sqrt(2) と
計算されますので、1A/sqrt(2) = 707.1mA 。

半導体回路設計ではピーク電流と平均電流は重要ですが、RMS 電流は
あまり使う場面を思いつきません。

> 半導体回路設計ではピーク電流と平均電流は重要ですが、RMS 電流は
> あまり使う場面を思いつきません。

そうですか・・・あまり有意でもないわけですね。

LEDは電流と明るさがほぼ比例しますが、脈流のときは平均値が明るさに
比例と考えていいんでしょうか。
だとしたら、もうちょっと流したいなぁ・・・・ピークがオーバー気味になるけど。

>>393
＞脈流のときは平均値が明るさに比例と考えていいんでしょうか。

それは生理学の分野じゃないかな。30Hz とか 50Hz の点滅だと、ピークを
捉えることができるかも。いや、もっと低い周波数での点滅周期の応用は
実際にあるね。ストロボ灯台とか、自転車の「ここにいます」ライトとか。

＞だとしたら、もうちょっと流したいなぁ・・・

LED 素子の限界まで使いたいなら DC 電流 (＋ 空冷 or 水冷) しかないでしょう。
もちろん SW 定電流源は使えますョ。

>>394
赤外線リモコンのLEDでは、瞬時ではあるが、かなり定格を超えた電流を
流さないと十分か距離まで赤外線リモコン受信が効かない・・・という噂は本当？

>>395
その赤外線リモコンって、室内用の模型飛行機の制御とかの話ですか？
そりゃまあ、３倍５倍くらいの電流・電力でも、ちょっとの間だったら平気ですよ。
でもねえ、１年も３年も１０年も動かしたいんだったら、定格は守ってくださいね。

>>396
TVやVTR等の家電リモコンの赤外線LEDは定格電流内で
動作しているのですか？

マトモな設計なら当然です。

>398 さんの回答にワロタ。まあ２ｃｈなんだから、といって逃亡するオレだもんね。

>>399 ですが、設計は至極マトモ。結果は「わかんないよ」。ごめんね。

>>396-400
LEDの定格電流は連続通電ですよね。
７SEG　LEDなんからはダイナッミック点灯で、パルス電流で駆動しますが、
そのパルス上側の電流まで定格にすると光が暗くなり過ぎたりしませんか？

同じように赤外線LEDも瞬時のパルス電流なので・・・
光度が暗くてリモコンが効かない・・・ということはありません？

>>401
ちゃんとしたデータシートには DC 順電流の最大定格と、パルス順電流の
最大定格が書いてあるけどな。
http://www.semicon.toshiba.co.jp/docs/datasheet/ja/Opto/TLN238(F)_ja_datasheet_040805.pdf

>>402
連続で100mAもIdが流せ、100Khz　1%duty比で１Aもの
大電流を流せる赤外LEDの紹介　乙です。
赤外リモコンの赤外LEDは
瞬時的に大きな電流を流している噂は本当かも？

>>403
page 3 の後ろのほうにある、IFP ？ Pw、相対IE ？ IFP のグラフもぜひ見てください。
ほかに、周囲温度 50℃ 時の許容順電流は 65mA 強であること、
「放射強度は、赤外LED への通電により、時間とともに低下する経時変化が起こります。
放射強度の経時変化量を十分考慮し、回路設計してください」にもご注意。

横浜のヤクザ林一家林組は､経営しているカラオケ屋バンガーローハウス中華街店で、
カラオケをしている時に機械を使い脳に電波ではいり、人をもて遊んでいる
だれにもばれないとおもってやりたい放題。そして気づかれないように思考盗聴、自殺、突然死、、マインドコントロール、誰かをずっと好きにさせるなど。
痛みやいやがらせや声を聞かせることもできる。

いまHSPICEを使用しているのですが、PLOTで出力を表示させると小数点以下が３桁しか表示できません。
３桁以上表示させる方法はありますか？

>>406
HSPICE は使ったことがないけれど、この辺に参考になることが書いてありそう。
http://www.ece.uci.edu/eceware/hspice_docs/hspice_and_qrg/hspice_2001_2-46.html
http://www.ece.uci.edu/docs/hspice/hspice_2001_2-52.html
何のことはない、「"hspice" plot number of digits」で Web 検索しただけです。

http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1171.png
３種のカレントミラー回路の AC 応答です。なるほど、グラフを見ると理由が
わかるような気もするけど、ここまではっきりとは知りませんでした。
(緑：2N2222, 青：2N3904。LTspice 使用です。)
USA Yahoo の LTspice user group の投稿ページは最近荒れてます。
http://tech.groups.yahoo.com/group/LTspice/message/13514　← こいつが発端。

SwitcherCADが使いやすいので時々使っているんだけれど、国産の
トランジスタのライブラリが無いのが難点。
みなさんどうしていますか？
わたしはネット上で見つけたスパイスモデルを使って、一個ずつ登録する
など、地道にやってます。
だれか、そういうのを公開しているサイトとか無いのかな？

>>409
シリコンバイポーラ接合トランジスタ (BJT) は枯れた技術です。
小信号・中電力・大電力くらいに分類して、fT や Rb, Rc, Re を気にしていれば、
どんなモデルを使ってもシミュレーション結果はほとんど同じでしょう。
逆に、そのような差が問題になる回路は設計がよくない、とさえ言えるかも。

シミュレーション結果の理解のしかたの差もあるのでしょう。今使っている BJT モデル
は fT 高め／低め、Rb, Rc, Re 大きめ／小さめ だと知っていて、その分を差し引けば
現実にかなり合うと思います。fT は Cjc, Cje の大きさで微調整できます。

>409
国内産だと Spice and model かね。

ttp://www.madlabo.com/mad/edat/spice/

実際には SPICE model index とかから似たの拾って地道に調整することのほうが多い。

ttp://homepages.which.net/~paul.hills/Circuits/Spice/ModelIndex.html

って、Spice model index も Spice and model もテンプレに無いってどういうことよ。


>410
汎用トランジスタでは凡庸な結果しか出ないとき、そっちに特化した
トランジスタを使うということは珍しくない。高hFE、低Vec(SAT)、超低Rbb、etc.
一方を立てればどこかにデメリットが出てくるはずであり、そのデメリットの出方を
みたいという時には>410の考え方ではどうにもならなかったりする。

というわけで uAオーダの洩れ電流があるような超低Vfショットキダイオードのモデル、どっかに転がってない？
普通にダイオードモデルで設定すると発熱のつじつまが合わねぇ。

>>409
この辺から似たのを捜して使う。どうにも気になるのならパラメーターを調整すればいい。
ttp://www.nxp.com/models/index.html

>>411
漏れ電流による消費電力の値が実際と合わないという意味？　非線形抵抗を並列接続したらいいのでは。

LTspice で BJT の fT 対 Ic のグラフを簡単に描く方法はないでしょうか？
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1172.png
.op とか .ac ＋ .meas で試しているのですが、簡単にはできません。
scad3.exe を外部プログラムから起動すれば可能なことはわかっているのですが。

インダクタが分からないのでLTSpiceで簡単な回路で試したのですが、この結果は正しいのでしょうか。

電源にvoltageを使い、1s幅50Vの単発方形パルスを発生させます。
負荷は1Hのインダクタだけです。
インダクタの電流は、一次関数的に増えて0A→50Aとなります。ここまでは想像どおり。
そして電源が0Vになったあとも、インダクタには50A流れ続けます。
一次関数的に50A→0Aに減らないのですか？

そりゃ超電導磁気エネルギー貯蔵だな

>> 414
初心者質問スレ か 理論・回路の質問 の領分のようですが、
VL = d IL dt　　インダクターの両端電圧は、流れる電流の時間微分。
∫VL dt = IL　　インダクターの電流は両端電圧の時間積分。

>>411 漏れ電流による消費電力の値が実際と合わないという意味？

そう。たとえばスイッチング電源のスイッチに使うとすると、オン時とオフ時での消費電力が
同じくらいになるデバイスなのでオフ時のモデルの出来が効率評価にひびく。
シミュレーションコストに響く部品なので出来ればダイオードモデルの中でなんとかしたいのだけど、

>非線形抵抗を並列接続したらいいのでは。

これくらいするのがバランスとれてるのかしらん。

> インダクターの両端電圧は、流れる電流の時間微分。
> インダクターの電流は両端電圧の時間積分。
微積は意味不明な公式どおりに計算問題をやった程度でよく分からんのですが、
試しに電流源で0A->50A->0Aをやってみたら、+50V->-50Vの方形波になりました。
電圧源でこの逆も確認できました。
傾き（変化量）が電圧になるってことですか。自転車操業みたいで落ち着かないですねぇ・・・・

うーん、じゃぁその大きめのインダクタに電流をがーっと流して、切って、
何秒か経ってから触ると、飛び上がったりするんでしょうか。
コンデンサでは体験あるけど、でっかいインダクタってないし・・・・

>>417
http://www.nxp.com/models/spicespar/BAS101.html
これみたいに SUBCKT 化すればいいと思います。この場合の R1 1 3 1.2E+10 というのを
非線形抵抗に置き換えれば・・

必ずしも SUBCKT 化する必要はありませんね。折れ線近似とかの非線形抵抗を
陽に並列接続したほうがシミュレーション速度の点では有利かもしれません。

>>418
昔、お菓子の箱の形をした「ビックリおもちゃ」を見たことがある。時代・見かけから
考えて純正の USA 製だったと思う。中に電池一本とリレー (ブザーかな) が入っていて、
箱を持ち上げると子供がギャッと叫んで喜ぶ程度に感電するようになっていた。

>>421
リレーと聞くと脊髄反射で逆起電圧が出てきますが・・・・
電池で感電させるとしたらそれですよね？
>>414の「50A流れ続ける」のと関係があるんでしょうか。

>>422　あルンですよ。

>>418
止まっているダンプカーを人力で動かすと凄い反作用の圧力で手が痛くなる。
また、ニュートラルで動き続けているダンプカーは永久に同じ速度で進み続ける。

そんなイメージでいいのでは？ダンプカーじゃなくて水でも良いけど

もはや実は何か笑える要素が有るんじゃないかと一連のレスを必死に読み返してる俺が居る

>>417
417 さんはダイオードの bv, ibv, nbv というパラメーターを既に御存知で、それを
調整してみたけれど満足がいかない。そのように私は思い込んでいました。

あまり自由にはなりませんが、bv, ibv, nbv というパラメーターで逆降伏特性を
調整できます。 http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1175.png

パラメーターがあと２つ見つかりました。これは今まで知らなかった。
IBVL low-level reverse breakdown knee current [A] 0.0
NBVL low-level reverse breakdown ideality factor [] 1

ttp://eesof.tm.agilent.com/docs/iccap2002/MDLGBOOK/7DEVICE_MODELING/2DIODE/PUBLICATIONS/ADS_docu.pdf
ttp://faculty.evansville.edu/ar63/courses/Tutorials/Diode_Modeling_1.html

>426
いや、さすがにそれは知ってる。
例で1N5817やってるけど、これもわりと洩れの多いタイプで、
これでいうなら 20V で 1mA のまま、4V を 0.4mA にしなきゃいけない。
nbvでどうにかなる気がしないっしょ。

でもibvl,nbvlは知らなかったのでちょっと試してみる。ありがとう。

>>428
残念ながら、逆電圧の小さい領域には無力のようです。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1176.png

逆電圧の小さい領域の漏れ電流は消費電力にあまり影響しないから、また、その領域に
とどまっている時間比率は小さいから・・・ えいやっと並列抵抗一本追加で済ませるか。
さもなくば並列の非直線抵抗 (コンダクタンス) を式・関数・table 指定するか。
悩むところでしょう。

>>428　＞これでいうなら 20V で 1mA のまま、4V を 0.4mA にしなきゃいけない。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1177.png
こんなんでよければ、BV=20 Ibv=500u nbv=2000 ibvl=500u nbvl=20　とかでできそうです。

言い忘れた。ibv と ibvl の配分比率を変えると、だんだん思ったような値に近づきそうですね。

話がデカくなりすぎるのは承知の上で紹介します。
http://ddb.libnet.kulib.kyoto-u.ac.jp/tenjikai/2003/zuroku/pdf/4000.pdf
なんかも、おもしろいですね。

数式で与えられた曲線(面) を、パッと把握できますか？　私にはできません。
それじゃあグラフを描いてみよか。それには数値計算が必要・・

俺も何か笑える要素が有るんじゃないかと必死に読み返してみる

>>433
口上は聞いた。本題に入れや。

>>424
なるほど、動き続けるんですか・・・・初めは、車軸が錆びついてて
押すの止めるとそのうち止まっちゃう気がしてたんですよ。

そうそう。
ちなみに動いているダンプカーを瞬時に止めようとしたら
無限大の事故になるから気を付けてくれ。

明日、大型自動車免許の卒検だ。眠れん

○ ＝ F かける T 。うそ〜。T をどんどん小さくすると、F は無限大になりそう。

>>437
そこで運動量とかいうのを思いついた。スレ違いすまそ。

無限大までいかないけど、インダクタでいろいろテキトーにシミュってたら、
-6.3ジゴワットぐらいのパルスが出ました。
ドクに少しだけ近づけたかな、と嬉しくなりました。
そういえばこの間、パーキンソン病を患ったマーティを、用津辺で見ました。

おお、とか思うよね。回路の中で電圧不定の箇所を作っちゃったりしてもジゴワット体験できるyo

> 電圧不定の箇所を作っちゃったりしても
つまり、あふぉ回路組んでんじゃねーよバカ、という話ですね。　orz

Ｇ回路（ガンジー回路　無抵抗回路）ってどのような回路なのか分かられる方
いらっしゃいますか？
スレ進行中にスマソ。。。

マルチタップな真空管用出力シングルトランスのモデルってどこかに落ちてないでつかー？
7k-5k-3k:8-4 みたいな。

>>443
例えばこのような Web ページがあります。
http://ayumi.cava.jp/audio/toei/toei.html
UL 接続するのでない限りどれか１つのタップだけを使いますから、
無理にマルチタップにして回路規模・制約を大きくする理由はないのでは？
その他 Web キーワード検索でいろいろ見つかります。

LM317をLTSpiceで使いたいんですが、どうしたらいいですか。
spiceモデル（？）は見つけたのですが、それをどうしたらいいのか分かりません。
ttp://www.industrycommunity.com/myforum/moazzam_mahmood_next1/messages/48.html
これにはシンボルの記述はないですよね？

>>445
一般に、そのような場合は自分で「シンボルファイル」を作ればいいのですが。
LTspice user group の http://tech.groups.yahoo.com/group/LTspice/files/%20Lib/LM317/
で紹介されています。シンボルファイル (*.asy) もあります。テスト回路 (*.asc) もあります。

LTspice の場合、回路規模に事実上の制限はないので、いずれは .SUBCKT や階層化回路を多用する
場面に出くわすでしょう。「シンボルファイル」は、File → New Symbol あるいは、テキトーに
回路図を選択した状態で、メニューの Hierarchy → Create a New Symbol で作成できます。
その後、Edit → Add Pin/Port、Edit → Attributes、Draw などを使用してシンボルファイルを作ります。

SPICE 標準の .SUBCKT や、"LTspice 独自の階層化回路" を LTspice の回路図上で自在に
取り扱うにあたっては、シンボルファイル (*.asy) を使います。
具体例を１つ挙げましょう。
・・\SwCADIII\lib\sub\opamp.sub という .subckt を記述したテキストファイルがあります。
これを LTspice の回路図上で使うには ・・\SwCADIII\lib\sym\Opamps\opamp.asy
というシンボルファイルが必要なのです。ユーザー独自定義の subckt/symbol や 階層化回路/symbol に
ついても同じやりかたを踏襲しています。ほとんどソフトウェア風の表現になってしまいましたが〜

>>445
あ、言い忘れた。めいっぱい抽象化して、定電流源 (＋クランプダイオード ＋ 並列抵抗)
くらいで済ませる方法もあります。この方法にも利点があることをお忘れなく。

全体の回路のどの部分のどのような性能・性質をシミュレートしたいのか。それを
忘れたシミュレーションは単なる「数値計算遊び」だと、この際 めいっぱい 辛口に
言っておきましょう。

>>444
残念、そのUL接続を試したかったのですよ。そう書けばよかったですね。

超大雑把でいいのなら２次側インダクタンスを半分にして適当なトランスを直列接続すれば
いいのではないかと思いますが、できればすっきりモデル化できないかなあと。

>>448 の続き。
*.asy ファイルのサーチ順序、.include, .lib のファイルサーチ順序ってのがあるんです。
Help の .INCLUDE, .LIB の項を見てください。

Ｑ＞ 自分で作った *.asy ファイルをどこに置いたらいいのか？
Ａ＞ 回路図 *.asc と同じディレクトリー (フォルダー) に置くのがいいと思います。

しかし scad3.exe のカレントディレクトリーと、回路図のディレクトリーは、必ずしも
同じではありません。

まじめに親切に答えようとすればするほど、話がわかりにくくなる。悪いソフトウェアマニュアル
の典型みたいですね。

>>450
その、まさかの場合の話だったんですか〜。
一次側 L (直列抵抗・並列抵抗・並列キャパシターあり) を、
(L1, Rs1, Rp1, Cp1) と (L2, Rs2, Rp2, Cp2) の直列回路
で表現するのが無難かと思います。L1 と L2 の結合係数は 1 でいいと思いまつ。

asy、modファイルを作って、asyファイルの設定をして、適当なフォルダに置いて、
回路図上に使う所まではできました。が、動きません。以下のエラーダイアログが出ます。

---------------------------
SPICE Error
---------------------------
Unknown subcircuit called in:
xu1 0 0 0 xlm317.mod
---------------------------
OK
---------------------------

作ったasy、modファイルはこれです。
ttp://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1184.zip

>>452
ttp://ayumi.cava.jp/audio/pow/node6.html
なるほどこんな感じですね。
どうもありがとうございます。

>>453
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1186.zip
これを試してみてください。XLM317.mod, XLM317.asy のいずれも小修正してあります。
基本の電圧レギュレーターとして動作させると、出力電圧がやや高めに出ますね。

LTspice (scad3.exe) の起動のしかたにご注意。起動中ならいったん終了させ、Explorer で *.asc
ファイルをダブルクリックして LTspice を起動します。すると、カレントディレクトリーは *.asc
ファイルのあるディレクトリー (フォルダー) になります。(複数選択 → 右クリック起動も可)
この状態なら *.lib, *.sub, *.mod, *.asy ファイル類を全て *.asc ファイルと同じディレクトリー
の置いて使えますから、ファイルの管理が容易です。階層化回路を使うようになると、このほうが
便利であると実感できるようになるでしょう。

新たに作った *.asy ファイルのシンボルを回路図に取り込むにはどうしたらいいか。
「F2」または Edit → Component クリックで、上のほうに Top Directory: [　] という
選択ウィンドウが出てきます。右端の▼ボタンを押すと、カレントディレクトリーの *.asy
ファイルを指定できるようになります。

XLM317 の出力電圧が高めの件ですが、理由の１つは分圧回路の抵抗値が大きすぎたためです。
標準では240Ω＋・・　でしたね。しかしそれを直してもまだ大きめです。対策法は：
・ほかのモデルに乗り換える。
・ADJ 端子と直列に電圧源を入れて調整してしまう。これは *.mod ファイルの中に書いてもよい。
・本格的に XLM317.mod ファイルの記述を解析して抵抗値を調整する。

>456
いちいち立ち上げなおしてんの？

ひとつcirをテスト中にちょっと別のcirをシミュして比較するとき困る。
モデルファイルを管理できない。ディレクトリ掘るたびに結構な数の
ファイルをコピーすることになる。

素直に lib/sym/ の近くに置けばよかろ？

あぅ、訂正...
s/cir/asc/g

lib/sym/ の近くに置くのは、モデルファイルとasyファイル。
ascファイルまで置いてもしゃーない。

>>457
シンボルファイルはともかく、モデルファイルは *.asc を置くディレクトリーからの
相対パスで指定する方法はある。"../" を使うのも便利。これなら共用がスムース。
結果をバックアップ保存する場合も、ディレクトリー１個を圧縮して保存すればいい。
ファイル保存漏れの恐れが減る。(必ずしも圧縮する必要はないが)

関連する *.sub, *.lib, *.asy, *.asc ファイル等をまとめて人に送るときも便利。
受け取ったほうも、ファイルを再配置する手間が省ける。
LTspice User Group の Helmut Sennewald さんもこの方法を推奨している。
このへんは好みもあるから、これが最良というわけではないが。

>459
asc からの相対にしたら asc を別のディレクトリに動かすことができなくなるじゃん。
つーかそもそもモデルファイルを asc の中で陽に指定してんの？
どうせ asy は対応するモデルを知っていなければならないんだから、
asy で指定すれば asc 側では手間入らず。

もともとに付属するモデルとシームレスに扱えるほうが便利。

>>460
＞asc を別のディレクトリに動かすことができなくなる
単純にそういうわけもないでしょう。
┣ models　━　model1.lib model2.lib model3.lib ・・ (asc1, asc2, asc3 で共用)
┣ asc1　━　asc1.asc hier11.asc hier12.asc ・・
┣ asc2　━　asc2.asc hier21.asc hier22.asc ・・
┗ asc3　━　・・
asc4, asc5 と増やしてかまわないし、移動させるときは一段上のディレクトリーごと移動させればよい。
保存等も一段上のディレクトリーを指定すれば全部間違いなく保存できる。

＞どうせ asy は対応するモデルを知っていなければならないんだから、asy で指定すれば asc 側では手間入らず。
シンボルとモデルを１対１対応させる必要はないし、LTspice 自体のシンボルファイルs もそのやり方は使っていませんね。
また 「ユニバーサルなシンボル」 の使用を妨げることになります。このようなヤツです。(シンボルファイルの節約になる)
Version 4
SymbolType CELL
RECTANGLE Normal -96 -64 96 64
WINDOW 0 0 -80 Center 0
WINDOW 3 0 -43 Center 0
SYMATTR Prefix X
SYMATTR Description Universal Voltage Regulator
SYMATTR Value NAME
PIN -96 0 LEFT 8
PINATTR PinName IN
PINATTR SpiceOrder 1
PIN 0 64 BOTTOM 8
PINATTR PinName ADJ
PINATTR SpiceOrder 2
PIN 96 0 RIGHT 8
PINATTR PinName OUT
PINATTR SpiceOrder 3

まあいろいろなやり方があって、それぞれ利害得失があるのは確かです。

>シンボルとモデルを１対１対応させる必要はないし、

一対一になるのはシンボルファイルとモデルファイル。
モデルファイル内にモデルは複数書ける。もちろん asc に置いたあとで選択できる。
こんな感じ:

* NEC transistors.
*
.SUBCKT 2SC3356 1 2 3
X 3 1 2 q2SC3356_v11
.ENDS
.SUBCKT 2SC3357 1 2 3
X 1 2 3 q2SC3357_v13
.ENDS
.SUBCKT 2SC5338 1 2 3
X 1 3 2 q2SC3358b
.ENDS

****
.lib NEC/2SC3356_v11.cir
.lib NEC/2SC3357_v13.cir
.lib NEC/2SC3358b_v09.cir
****

レギュレータだとむしろ一対一でもたいして困らんし LTspice 本家では一対一だが、
サブサーキットとして構成されるようなトランジスタや FETではこうしないと死ぬる。

何にしてもシンボルを作った時点で、呼び出されるモデルのノード順が決まってしまうから
汎用のつもりで描こうとも結局は

正当なノード順をもつようなモデルがどれであるか人が覚えておくか、
同じノード順になるようにモデルを書き換えるか、
ラッパーモデルを用意して統一するか、
シンボル-モデル対応を一対一にするか、

しか選択肢はなく、人各々だろうが俺が「人が覚えておく」方法を選ぶことはない。
100 を越えるオペアンプモデルのノード順なんぞ覚えてられん。

>461
>LTspice 自体のシンボルファイルs もそのやり方は使っていませんね。

LTspice自身に付属するシンボルファイルは3種類ほどの書き方を使い分けている。
1pole.asy等ではシンボルファイル内に普通にモデルファイルを指定してる。

つか、そういう意味では大部分のシンボルファイルでは何気なくモデル隠蔽用の
特殊な書き方してるので真似るとハマる。

>>462-463
どうも話がかみ合っていない部分があるようです。
結局は、どのような利点を重視するかによるんでしょうね。

(A.) 関連ファイルをまとめてバックアップ保存・送付するのが容易。
送付した場合、受け取った人がファイルを移動させる必要がない。
(ファイルの移動のしかたやファイルサーチ順序のことを説明する必要がない)
回路図に .lib などと書いてあるので、このファイルを使っていることが一目瞭然。
(この記述が長くなりすぎると思うなら複数の .subckt を１つのファイルにまとめればいい。
.inclue のネスティングも可能かも。)

(B.) LTspice 付属の *.sub (*.lib, *mod), *.sym ファイルと限りなく同じ扱いになる。
回路図に .lib などと書く必要を無くすことができる。

参考： http://tech.groups.yahoo.com/group/LTspice/　→ Files → FAQ → Symbol_types.txt
(Yahoo USA へのメンバー登録が必要です。無料。)

訂正。 .inclue → .include のまちがいです。

LM317の質問をした者ですけど・・・

上記の拾ったSpiceModelでは、In/Adj/Outが1/2/3と番号が振ってあります。
実際のデバイスのピン接は「あおい」なので、3/1/2にしたいのですが、
asy、modとも書き換えて揃えても、正しく動作しなくなります。なぜですか？
1/3/2とか3/2/1とかに変更した場合は、正しく動作するようです。

>>466
現実の IC のピン番号とか並び順と、SPICE での pin list の順番は別物ですから、
無理に変える必要はないのですがね〜。IC もパッケージによってピン順序が違ったり
しますよね。

でもまあ SPICE で in：3 adj：1 out：2 とできないわけではありません。
XLM317.mod と XLM317.asy の両方を小変更しました。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1187.zip

.SUBCKT XLM317 2 3 1　・・
.subckt ピンリストの１番目は adj にしたいのだから .subckt 内部で言うところのノード２。
ピンリストの２番目は out だから .subckt でいうノード３。
ピンリストの３番目は in だから .subckt でいうノード１。(よって 2, 3, 1)

SPICE のネットリストの「ノード番号」は、実は番号ではなく、名前なのです。なんて
言うと混乱しそうですから、今日は黙っておきます。
XLM317.asy を開いて View → Pin Table を選択すると、ピンテーブルが表示できます。
(シミュレートしてみると、かなりの温度係数ですね)

LTspice (scad3.exe) の起動のしかたにご注意。起動中ならいったん終了させ、
エクスプローラー (Windows Explorer) で *.asc ファイルをダブルクリックして
LTspice を起動します。(半角カタカナを含むパス、デスクトップ等には置かないように)

>>466
＞1/3/2とか3/2/1とかに変更した場合は、正しく動作するようです。
それは、もしかすると勘違いがあるかも。

radio1187.zip で、電源電圧が少し低すぎたかも。6V くらいは欲しいところでしょうか。

あぁーなるほど。
件のモデルの冒頭は、こんな感じで書いてあったら誤解せずにすんだんだろうなぁ・・・・

*LM317 TI voltage regulator - pin order in this file: '1'=In, '2'=Adj, '3'=Out

>>469
＞*LM317 TI voltage regulator - pin order in this file: '1'=In, '2'=Adj, '3'=Out

それはちょと違うナ。ピンテーブルの番号・ピンリストの順番と、「ノード番号 (名)」は別物。

とある .SUBCKT のピンリストの順番が、2, 3, 1 とか 3, 2, 1 とかいうとかいうのは あり得ない。
順番とは、書いた順番のこと。いつでも 1, 2, 3, 4 ・・・。
前者の場合、１番目は .subckt 内部で言うノード２、２番目がノード３、３番目がノード１に対応する。
後者なら、一番目は .subckt 内部で言うノード３、２番目がノード２、３番目がノード１に対応する。

「ノード番号」を考えずに、「ノード名」を使うと混乱が少ないかもしれない。
でも、SPICE の歴史は長いので、ノード名が番号のように見える／思える .subckt の資産が
たくさんあるので、いまさら全部を更新するわけにはいきません。

そんなのは、プログミング言語の、関数の引数の書き方の順序の規則と
同じわけ。何も秘密などなし。
SPICE も元は FORTRAN で書かれていた・FORTRAN を基本に発展してきた
らしいですね。そのような痕跡が今でもたくさん見つかります。

グローバル パラメーター (変数・定数) とか、シンボルのインスタンスとか、
ソフトウェアの用語をどんどん使っています。特定の SPICE / LTspice ばかりに
こだわっていると、見通しがむづかしいかも知れません。
(しかし C++, Objective C, java, MFC などは死にそうですね。)

>471 ですが、「変数のスコープ」のことも追記しときます。

「変数・定数のスコープ」。普通のプログラミング言語と SPICE では逆のような
気がします。普通のプログラミング言語では「子孫・継承者」の意見を尊重する。
しかし SPICE では .subckt とかにパラメーターを渡す (override, over-write する)
考え方のほうが普通みたい。おもしろいもんです。

だいぶ荒らしてゴメン。
>>466-467　この辺に戻りましょう。

荒らしもう一つ。
＞普通のプログラミング言語では「子孫・継承者」の意見を尊重する。

SPICE の subckt とか model は、子孫でなく、ご先祖様。そう考えれば
違いはなく、逆思考でもなく、同じなのではないかと思い至ったょ。

FORTRANは大学でちょっとだけ習った。i、j、k…が整数ってこと
くらいしか覚えてないな。あとはBASICに似てる程度の印象しかない。。

オレの場合、COBOL とか、そいつの苦し紛れの使い方、FORTRAN の苦し紛れの拡張言語
とか、LISP とか、いろいろ使ってみた経験はある。(今では普通の C で満足)
しかしまあ、人間にわかる／使える コンピューター言語っていうのは、むづかしい。
めんどくさいので、(人間／今ぴゅ太ー) の共通言語を考えようという努力もあるらしいね。

>>470
英文として意味不明という意味だったら、自分でも解ってないので勘弁してください。
説明された意味は理解したから「ちょと違うナ」ということはありません。

*LM317 TI voltage regulator - このファイル内ではInは'1', Adjは'2', Outは'3'と記述してるよ


なお、>>468を読む前に>>469を書いたので、
＞1/3/2とか3/2/1とかに変更した場合は、正しく動作するようです。
については、再検証はしていません。勘違いに決まってるし　orz

>>478
まあ言っておきます。

＞*LM317 TI voltage regulator - pin order in this file: '1'=In, '2'=Adj, '3'=Out
　これと、
＞*LM317 TI voltage regulator - このファイル内ではInは'1', Adjは'2', Outは'3'と記述してるよ

これは、違うんです。 「pin order」っていうのが曲者ね。
「このファイル内ではInは'1', Adjは'2', Outは'3'」、そりゃいいけと、外とのつながり具合はどうなってるの？

asyで振った番号順に記述するわけでしょ？

改良版か？
http://www.electro-tech-online.com/general-electronics-chat/18270-lm317-spice-model.html

>>481
ありがとう。ざっと見ると in adj out というノード名を使っている以外に：
・Q8 コレクターの接続先が違う。R8 の接続先が違う。
・Q11 に off というパラメーターが追加されている。
( OFF indicates an (optional) initial condition on the device for the dc analysis.)
・Q22A, Q22B, Q23 の AREA が 1/10 になっている。
・.model QNL, QPL にパラメーター IS, NF 指定が追加されている。
(ファイル比較プログラムを使用したが、徹底的に修正変更して同じになるところまでは
やっていないので、見落としがあるかも。)

元のモデルが正規なものでなく、データシートの回路図を書き写してパラメーターを
推測したような気がしてならない。そもそも半導体メーカーがトランジスタモデル
を公開するのはまれ。機能モデルで表現すると思う。

LTspice User Group から入手した .subckt LM317MOT2 を回路図化しました。(LTspice)
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1192.png
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1193.txt　(Draft1.asc.txt。名称変更して下さい)
上のほうで紹介されている LM317 のモデルs とは細部が異なります。

これを選んだのは、以前の版をふまえた改良版であるらしいことと、 BJT の area の数値が
単純だったからです。しかし NPN の EG を指定しているのはちょっと解せないところです。
ファイル比較プログラムを使って .lib ファイルと SPICE netlist を注意深く比べて違いを
つぶしたので、まず誤りはないはずです。ご参考までに。

少しいじっていました。
・Q19 の area は {k} とし、.param k=6.9 。出力電圧の温度係数が小さくなります。
・R14=12.05k R18=130 R19=370 。NS 社のデータシートに合わせました。
・.MODEL QNL の EG 指定を消去。
・負荷電流を約 100mA にする。

LM317 は定電流回路として使われることが多いので、その出力抵抗をプロットしました。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1194.png
(100mA 定電流回路) う〜ん。思ったより出力抵抗が小さく、周波数特性も悪いですね。
素直であるのが救いです。

屋上屋の妄想乙。

＞485
屋上屋すまそ。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1195.txt　(R18=160 R19=170 に戻してある)
サーマルシャットダウンが起こらない。R10 を {4.1k - 1.2k} に変えると temp=288.5
あたりでシャットダウンが起こった。(温度高すぎか？)　ヒステリシスもあるはずなんだが〜
勝手に NPN の Eg 指定を消したのがいけないのかも。詳しい方、よろしくお願いします。

思うんだが、Q3 と Q5 の area 比は１ではないのかも。もしかすると Q3 のほうがデカイ。

別件だけど、NS 社の LM117.pdf の Output Impedance v.s. 周波数のグラフを見ると、1kHz 弱
から出力インピーダンスが増加していく (定電圧回路接続)。これは radio1194.png のグラフでも
まあ似た傾向 (逆数と考えて) だから、あのグラフはそれほど間違いではないのかも。
(但し、少し周波数応答性能が良すぎるかも。)

追記。Q3 のほうをデカクするのはヘン。これはむしろ温度測定器なんだろうから。
Q3, Q5 の AREA は変更しなくても、R10 を {4.1k-3.3k} にしてみたら、下記のような
温度ヒステリシスが求まった。(青線が温度上昇、赤線が温度下降。逆みたいでごめん)
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1196.png
R10 を小さくしないとシュミットトリガーが期待された動作をしないみたい。

http://tech.groups.yahoo.com/group/LTspice/message/13937
これ↑を見て気づいたのですが、LTSpice (scad3.exe) の File メニューにあった、
LTC 社の SWPS 製品のセレクターガイドとか自動設計がなくなりました。旧式化したので、
という理由のようです。 (Changelog.txt)
　12/06/06 Removed the obsolete synthesizer.
　12/06/06 Removed the obsolete .app circuit browser.
ほかに、LTC 製品に特化しているという印象を和らげる意味もあるのではないでしょうか。

AC100VでLED点灯回路考えてるのですが回路シミュレータ勧められてLTSpiceを使い始めました

交流電源を作る時はvoltageのサイン波で100V60hzと設定していますがこんなやり方で正しいのでしょうか？
それとブリッジダイオード等の部品が見つからないので標準では登録されていないのだと思うのですが
検索方法が悪いのかなかなか見つかりません
どんな風に探してきたらいいのでしょうか？

>voltageのサイン波で100V60hzと設定しています

関東は50Hzだね。

>ブリッジダイオード等の部品

ダイオードを4つ使うと良いよ

> voltageのサイン波で100V60hz
141Vとするんじゃなかったっけ？

ああ、そだね

マジレスしとくと

>ブリッジダイオード等の部品が見つからない

とおっしゃっているあたりから推察するに、回路シミュレーターを使っても
ほとんど得るところはないと思われますので、
まずは正攻法で電気の本などを読むことをお勧めしまつです

490です
>>491
>>492
参考になります

>>494
ブリッジダイオード等の中身も含めて回路を作ってシミュレーションしていくというのが回路シミュレータの趣旨ということでしょうか？

とりあえず参考にした回路図と似たような結果が出るようになりました
ありがとうございました

知識がともなっているのなら失礼しますた、だけど
回路シミュレーターは回路設計から試作までの
知識と経験があった上で利用しないと意味がない。
まったく知識や経験を持たない人がいじくり回しても、
単に誤解が誤解を招くだけという結果になりかねない

パスコン等の部品が見つからないので標準では登録され（略

>>497
LTspice の話なら、コンデンサーを適当に置いて、
右クリック → [Select Capacitor] 選択で、寄生素子つきのキャパシター
(メーカー型番あり) を指定できますよ。

>>496
＞・・まったく知識や経験を持たない人がいじくり回しても、単に誤解が誤解を招くだけという結果になりかねない

そりゃ私も、そうだとは思うけど、そのままでは何も進展しない。

初心者が (いいかげんに) 現実の回路を作ると、素子を破壊してしまったりして、でも、
それに気づかずに進んで、結局「わけわかんない」状態に陥るだろうね。

いろんな Web ページを見ていると、Tr (FET) を何個飛ばした、なんて、まるで武勇伝みたいに
言っている人がいるけど、整合が取れていない高周波電力増幅器を一度にパッと動かすみたいな
ことをしているからね〜。あとは寄生発振かな。

微積分回路から始めて、１tr 増幅器・・・　とか、シミュレーションと実測の両方を、一歩一歩
やってみるのが、実は最短コースなのかも。「王道はない」ってことかな。

FETは上級者の部品

>500　してその心は？

使用者を選ぶ

>>502
FET のほうが使っているヤシを選ぶんじゃないのか？　「こんなヤツには使われたくないゾ！」

>>502 と >>503 は同じ事を言ってると思う

ＦＥＴを使う場合に気をつけることを教えてください

>>505
回路シミュレーションスレ的には、特に無い
どんな無茶な使い方をしても、現実世界の部品が飛ぶ訳でも
誤動作する訳でもないので安心して無茶な使い方をして無問題

>>505
バイポーラ Tr と比べて、特別に扱う必要はない。・・って違いを列挙すれば・・・ いっぱいあるよ。
どちら (BJT, FET) でも、うまく動く領域はあるし、逸脱すれば「破壊」するよ。それは同じだね。

シミュ的には、
2SC1815が1GHzで有用に働くことはないが、
2SK30が1GHzでなんか動いたりするあたりはとっても気になった。

使える範囲では使えるのは当然だけど、使えない範囲でも
使えるようにみえてしまうことが多い気がする < FET

LTSpiceでLFSRをやろうとD-FFを数珠繋ぎにしてみたんだけど、どうも信号が伝播してくれません。
Q出力をD入力へつなぎ、CLK、CLR、PREは基本的に共通です。一つ目のFFのPRE（以下PRE1）のみ、
初期値設定のために別になっています。クロックは1kHzなので、特に速いわけではありません。
起動直後にPRE1='1'パルスを与えてQ1='1'にし、次のクロック↑で２番目のFFに移るはずなんですが
Q2='0'のままです。
setup/hold timeの関係でしょうか？　回避方法は？

ああ、よくありますね。時間分解能あげないと。

Maximum Timestepを0.1nsとかにしてもダメでした。

>>510-511
D-FF の伝播遅延時間と出力の遷移時間を指定したらいいだろう。例えば
Td=10n, Trise=10n 。(デフォルトで Tfall=Trise になります。)

追加。建前上 A ロジックデバイスは イベントドリブン なので、この場合
maxstep をやたらに小さくする必要はありません。

>>512
D-FFを右クリックして出たダイアログのValue（またはValue2）に
td=10nsを書いたらうまく動きました。

んー、しかし、td=0（がデフォルトかな？）でQ2以降が'0'のままってのが
どうにも理解できない・・・setupタイムがマイナス！？

>>514
意地悪に考えることなしに、Td, Trise に適当な値を設定すれば、
シフトレジスターは思ったように動きます。

LTspiceで2SC1815、2N3055をモデリングする方法を教えてください。

一番簡単なのは

1.ググる
2.モデルを拾ってくる
3.使う

おれで桶

>>516
http://w3.quake3.jp/sushi-k/wiki/index.php?LTSpice%20FAQ#e6a78d25
とか、ここのトップページにあるリンクも参照

>>518
http://www.geocities.jp/ltspice_swcadiii/japanese_device.html
日本製半導体素子ライブラリの組込み
・・・2SC1815はここからたぐって
http://www.madlabo.com/mad/edat/spice/model/index.htm
・・・ここで見つけました。
2N3055がまだ見つからず。
以前、誰かがここにpostしてたかも

つか普通に 2N3055 spice でググると出てくる訳だが。

>>520
LTspiceにも入っていました。見落としsorry　orz

TITLE:回路シミュレーション 前スレ667にも既出でした
http://w3.quake3.jp/sushi-k/wiki/index.php?plugin=attach&refer=%B2%E1%B5%EE%A5%ED%A5%B0&openfile=denden_20060117snap.html

LTspiceの日本語にしてみた
nihongo
shichi23129.zip
http://vegetarianism.o0o0.jp/pochi/upload.html

消えてるな。

【電気】理論・回路の質問・雑談【電子】 Part4
http://science5.2ch.net/test/read.cgi/denki/1163243916/272-276
に質問をお書きしました。わかる方ございましたらRESよろしく。

お書きしましたって、、、

http://ja9ttt.homedns.org/hamf/myexp/jpgf/KCS_Gen_JA6GZH.JPG
このようなSSB　ジェネレータ、IFアンプで、IFT（中間周波トランス）、水晶振動子はLTspiceで入力できますか？

>>526
できます。やったことがあります。但し全部いっぺんにやろうとせずに、
ブロックごとに分割してシミュレートしたほうが身のためです。

追記。全部いっぺんにシミュレートするなら、トランジスタモデルでなく
機能モデルを使う方法を、まずはお勧めしときます。

>>527
わかりますた。とりあえず何も聞かず、まずTRYしてみまつ。

>>528

http://science5.2ch.net/test/read.cgi/denki/1106919148/526
に子供だましみたいなものですが、１Trアンプを載せました。

こんばんは。質問があります。よろしければご教授ください。
私はLTSPICE使っていて過渡解析をしているのですが電流が定常状態になるまでのシミュレーションを行いたいのです。
そこで.tranコマンドのオプションにsteadyがあることがわかりましたが「定常状態をどう検出すればいいのかわからない」
というようなエラーがでます。
helpのsteadyの項目を読んだのですがいまいちわかりませんでした。どのように定常状態の指定をすればよいのか教えてください。
自分の過渡解析を行っている回路は単純化すると以下のようなものです。
I1 N001 0 2
C1 N001 0 10
R1 N001 0 10
.tran 0 10 0 steady
.backanno
.end

>>531
HELP に「Steady state detection is written into the SMPS macromodels.」
と書いてありますよ。 (HELP で Search タブを使うと語を検索できます)

しかし SMPS マクロモデルの仕様は公開されておらず、LTspice User Group でも
その話は "御法度" になっています。
要するに LTC が提供している LTC\SwCADIII\examples\ 中の SMPS や apps に
入っている *.asc, *.app でしか "steady" は使えません。

一般の回路で似たようなことをやるとするなら、途中でシミュレーションを終了
するのは Halt ボタンしかありません ・・ というか知りません。テキトーな基準を
設けて「定常状態になったよ」という意味のデジタル信号を作ることはできますが。
あしからず。

LTSpiceで波形データファイルを読み込ませることはできますか？
べつにLTSpiceである必要はないんだけど、だーっと計算した結果を
波形にしてFFTかけてみたいんです。

>>533
http://www.d1.dion.ne.jp/~river_r/bell/sc3_memo/sc3_memo.html
ここに行って、"PWL" をワード検索して下さい。その少し先、
　ファイルから読み込んで、・・・
　読み込ませるファイルの内容は・・・ 。

ほかに *.wav ファイルを読み込ませることもできます。(まるで LTspice の宣伝マンだな。ｶﾈｵｸﾚ)

● LTspice を使わなくても FFT 演算はできます。あまりにも方法が多すぎて、紹介に困るくらい。

>>534

>ｶﾈｵｸﾚ

Googleを利用した広告サイト記事で、１ヶ月９０万円の稼ぎを
広告収入のみで得ている人がNHK特集で紹介されてました。
WEBページが著名になると、訪問者が広告をクリックする度に
お金が自動的にはいるというのも副業としてかなりいいと思いますた。

>>534
できました！
HELPでexportはあったので、importとか検索してたんですが・・・

でも、冷静に考えると、だーっと計算もLTSpiceでできますよね。
そのほうが手間もかからなさそうだし・・・やり方が分からないのですけど。

こんなことをやりたいんです。
　x=0.1　　'0<x<1
loop:
　if x<0.5 then
　　　x=x+2*x**2
　else
　　　x=x-2*(1-x)**2
　end if

　V1=x
　wait 1ms
　goto loop

wavファイルを読み込む方法はHELPで見つけられました。
ただ、動きはじめるまでに結構時間がかかりますね。

>>536
一種のカオス力学系かな？
オレなら、C プログラム ＋ gnuplot か、MAXIMA (+gnuplot) でやるだろう。

LTspice なら、B 電圧(電流) 源と A デバイスの「サンプルアンドホールド」を使う。
やってみて、困ったことがあったら報告して下さい。

追記。LTspice の「サンプルアンドホールド」、あれが「レーシング」を起こす。
で、一段あたり２つの「サンプルアンドホールド」を使って、２相クロックを使う・・・
だんだん いやになってきます。やっぱり向いていない方面と得意な方面はあるんだから、
それをうまく使い分ければいいのでしょう。

「これで何でもかんでもやるんだ！！」とか思い込んでしまうと、袋小路に入ったり、
無駄に時間がかかります。 ← コレ実社会では致命的なことですネ。

なぜ MAXIMA ... そこは octave か scilab と言うところだろ。

maximaでいいじゃん

MAXIMA はかなり高級な数式処理プログラムで、しかも無料。← ココが好き (^^)

>>532
教えていただきありがとうございました。

>テキトーな基準を設けて「定常状態になったよ」という意味のデジタル信号を作ることはで
>きますが。
このことについて興味がわいたのですが例えば「どこそこの電流が一定になったら信号を出
す」ようなことも可能なのでしょうか？

SPICE3f5のマニュアルも軽くですが目を通したのですが回路の状況によって過渡解析のシミ
ュレーションの継続判定をする方法はないようでした。
自動で時間刻みを決めるからできないのでしょうかね。

>>542
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1236.png
例えばこんなのだったら、V(a) の微分を作って、その絶対値が < ε とかすれば
いいでしょう。シミュレーションの初期に問題があるなら、
「& time > xxx 」 とかを加えます。
そうだ、根本を言い忘れていた。B 電圧源 (式が書けるヤツ) を使います。

いいかげんに書いてごめんなさい。
「その絶対値が < ε とか」・・そのままだと、ぱたぱた応答するデジタル出力に
なってしまいますね。さらに積分回路を通さなくてはなりませんでした。失礼。

>>537
> 一種のカオス力学系かな？
間欠カオスとかいうらしいです。
「1/f」とかその辺をぐるぐるググってたら見つけたもの。

「LTspice の宣伝マン」さんに*.txtファイルの読み込み方法は教わったので、
表計算ソフトで3万余回計算して、スペース区切りのcsvにしてLTSpiceに突っ込めました。
ただ、式があまりに簡単なので、SpiceDirectiveとかにさらっと書いてできるんじゃないかと思ったり・・・

>>545
＞表計算ソフトで3万余回計算して

まさか！ とは思っていたのですが、やはりそれだったのですか〜
表計算 BASIC は便利なようでいて、遅くて制限があまりにも大きすぎるので、
私はとっくに使うのをやめました。いや、私個人の場合だけ・私個人の意見です。

＞546　舌足らずだったので、もひとつ追記します。
＞制限があまりにも大きすぎる ← のおまけ
使っている「表計算ソフト」の version が変わったりすると、以前のようには
動かなかったりするのはよくあること。ほんとですョ。

>>546-547
この件に関しては、単に式書いてだーっとコピペすれば計算できますよ。

>>548
「単に式書いて」

だからそれをちゃんと書いてみろや。話はその後。

>>549
別人ですが、私の場合、書けばかくほど、うそっぽくなる。ごめん。

>>550
それでいいんじゃないか。そもそもアリストテレスとかニュートンさん
だって、けっこうあやしいダロ。

「そういうふうな」側面で、ズバッと切ってみせれば、そのように見える。
それだけかもしれないね。でもまあ、それを最初にやって見せた、その
功績はすご。

ニュートンとライプニッツの争い、もう一度やってみてね。

最速降下曲線の問題が有名だね。
ライプニッツがベルヌーイそそのかして代理戦争しかけたときの問題。
ニュートンは一晩で解いた、といわれているけど現役時代なら
即座に解いただろう、それだけ時間がかかったのは歳をとってい
たためという話もあるみたいだね。

考え方はニュートン。
書き表し方はライプニッツ。
困るか？ 大丈夫、そんなには困らない。

>>549-553
自作自演劇場は他所でやってくれ。

>>556
わるかった。ごめん。

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　　　　　‖　
　　　　 くく

しまった！ここは全レススレだ！

spice3f5に温度ノードを追加して，MOSFETのself-heatingを表現
したいのですが，どのようにすればいいのでしょうか？
デバイスモデルは独自のものを使っています．
初心者でspiceの内部構造は全くわかりませんがよろしくお願いします．

モンテカルロ解析の例が次にあるのですが、パラメータ表現の意味を
つかみとれずに考えこんでいます。
C:\Program Files\LTC\SwCADIII\examples\Educational\MonteCarlo?.asc

とりあえず、最も簡単な例として
2SC1815の1石アンプ2種の電気的安定性の比較をしてみたいのです。
http://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/fcz-1tr-amp.asc
http://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/afamp-1tr1.asc
先のFCZアンプはオリジナルはエミッタのコンデンサはありません。
モンテカルロ解析の具体的パラメータ指定方法を教えて欲しく
よろしくお願いします。

LTspiceはver.3から4に上がったのですか？

ためし

>>561
ん？ 変わってないみたいだけど。

>前スレが上がったので、ここは当分凍結。みなさま、よろしくお願いします。

2ch専用ブラウザを使えば”人大杉”は表示されず、
読み書きできますよ。
私はGikoNaviを使ってます。特に動作に問題なくソフト品質も良好です。

モンテカルロやってみました。後でUPします。

GikoNaviはあなたの個人情報をもれなくひろゆきにアップします

>>566
Norton internet security 2007 はspywareとは検出してません。
F/Wもおかしなログはなし。

>>560について
ひとまず、FCZ　1石マイクアンプのほうのモンテカルロ解析をしてみました。
RCの値の誤差を例に真似て±5%としました。

LTspice用シミュレーションファイル
ttp://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/1Tr-AmpMonte.asc

AC解析結果
ttp://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/fcz-1tr-amp-freq-vs-gain.jpg

過渡解析結果(入力800Hz、振幅10mV）
ttp://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/fcz-1tr-amp-tran.jpg

20Hz以下の人間の耳に聞こえない領域で利得が下がるのは意外でした。

またエミッタ抵抗を10Ωまで小さくすると、不帰還が小さくなるため利得が上昇し
てきますが、100Hz以下の低音の利得低下が目立って見えます。
回路でバイアスのかけ方が簡易型なので不安定さはどうか関心がありましたが
それほど問題にならないようです。

746 名前： FM 投稿日： 2007/02/10(土) 13:46:59 ID:1v6kTVEm
昨日、仕事の帰りにインド人がやってるカレー屋に行ったんだけど、
カレー注文したらスプーンがついてこなくて
「あ、本格的な店なんだ」とか思って手で食ってたら、
半分くらい食ったときに、インド人の店員が奥から
すげー申し訳なさそうな顔してスプーン持ってきた

>>568
×　不帰還
○　負帰還　

エミッタ抵抗Reとすると
Vbe=Vbias-Re*Ie
で、負帰還電圧は　-Re*Ie　で、エミッタ抵抗が小さいほど
負帰還が弱くなり、アンプの利得が（どんどん）あがる。

以前、安定化電源回路でよく使われた2N3055を使って
定電圧回路のシミュレーションをしています。(LTspice使用）

シミュレーションファイル(LTspice用)
http://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/Regu-2n3055Monte.asc

この定電圧回路は、ある方からネットで教わりました。

過渡解析結果
http://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/2n3055-regu-test1.jpg

ここで、V1の電圧が低下してくると、この条件下で最大0.8Aものコレクタ電流が
V2->V1方向へ流れてしまう結果に見えています。
2N3055のベース電流に0.8Aも流れたら、2N3055はそうした条件では壊れてしまうと
思ったのですが、どうでしょうか？そんなことは無いですか？

>>571の質問の仕方が悪いので回答が無いと思うので、補足説明します。
その2N3055による定電圧回路は、次の考え方により構成されています。

(1)入力電源V1は、DC 24VくらいのDC電源を想定している。
(2)出力電圧は、安定化されたDC 12Vが出力されることを意図している。
(3)ベース電圧を決める電源V2は、DC12V安定化電源を使用し、基準電圧=ベース電圧12.6Vを与えている。
(4)出力電圧であるエミッタ電圧は、ベース電圧より0.6V低い12.0Vが出てくるTrの特性を利用しようとしている。
(5)入力抵抗1Ωは、両端端子電圧を電流測定用に使用しようとしている。

上記のアイディアは私のものではなく、前述のようにネットで教わったものです。

私の持っている疑問

(1)入力電源の電圧が、基準電圧V2=12.6Vを下回る場合に、大きなベース->コレクタ電流800mAが
　　逆流してきている。これは2N3055の絶対定格を越え、2N3055は恒久破壊に陥るのではないか。
(2)電流測定用1Ωの実現が、発熱のために困難なのではないか。
　　たとえば24V入力で5A出力時、(24-12)V*5A=60Wも電力が無駄に消費される。
　　この時、抵抗１Ωでの消費電力は、1Ωx5A^2=25Wにもなる。

>>572　つづき
2N3055のデータシートが見つかりました。
http://www.mospec.com.tw/pdf/power/2N3055.pdf
これによるとベース電流Ibの絶対定格は実に7Aもあります。
ということは800mAごときの電流でこのTrが壊れることはない・・・・この判断で良いでしょうか。

くだらん。　
12Vの安定化電源が用意出来るんだったら12V以下の解析自体が無意味。

本気で２系統用意する気だったら逆流防止のダイオードが必要。
あと1Ωの抵抗を挿入するんなら出力電流はせいぜい0.1Aな。
Ａ単位で電流を取る場合は0.1Ω以下にしれ。

>>574
アドバイスありがとうございます。
私もその案に納得してしまうのですが、教えてくれた方は本気で、
教えてくれていますので失礼の無い態度でならない（教わる）立場で
ご理解いただけますと幸いです。

1Ωのシャント抵抗として大きな値をとりたいときは、パワーTRと安定化
電源を２個用意せよという提案を頂いております。
12V末端の負荷はマイコン＋大変重い誘導性のものらしいです。

SPICEを解析に使った理由は、このTrによる定電圧特性を調べるためです。
教科書に出ているTrのベース接地回路の等価回路の計算式、
エミッタ接地回路の等価回路の計算式は、そのいずれもこの応用回路に
該当せず、私には手計算ができず、spiceの力を借りています。

電流を計る目的なら、私自身はmΩ程度の高精度のシャント抵抗と
オシロスコープが良いのではないかと思っています。

私の職場には、電子式プローブC結合の電流測定装置があり
最小１ｍAも高精度で測定できます。もともとの質問者の方は
そうした測定器の存在も知っておられますが、職場では
高価な測定器は用意できないとのことでした。

回路というならディジタル回路も当然含むよな >>1

>教えてくれた方は本気で

もしや軽石？

どんな変わった回路かと思って開いてみたら、安定化電源の説明で2番目に出てくる
ツェナーとトランジスタと抵抗を1個ずつ使ったアレじゃねーか。
たしかに軽石かも。

>>577-578
この定電圧回路をそう馬鹿にしないで計算してみてください。
私の電気の教科書に出てくるTr等価回路モデルは計算につかえませんでした。

エバース・モルモデルを使うとしても計算は楽ではないと思いますよ。
http://www.tetras.uitec.ehdo.go.jp/download/GinouGijutu/199502/19950216/19950216_main.html
の図3参考図。計算式はトランジスタ技術2006/7月　P120

定性的な知識だけで言ってる分には簡単そうですが、定量的に計算しようとすると、
わずか1石と言え、それほど簡単じゃないですよ。

なんで図と式わざわざjavascriptで開かせるんだろ？

>>579
ここの第２章で紹介されているモデルが実際には広く使われているようだね。
http://www.intusoft.com/lit/WkwModels.pdf

>>581
�dくす。よさげな資料づら。

LTspice (scad3.exe) の version が 2.20 になりました。
モンテカルロシミュレーションで使う mc(val, tol), flat(x), and gauss(sigma) 関数が
追加されたりしています。 LTC\SwCADIII\Changelog.txt 参照。
追加分の簡単な解説： http://tech.groups.yahoo.com/group/LTspice/message/14863
　　　　　　　　　　　　　(コレ↑を見るには Yahoo USA へのメンバー登録が必要です。無料。)

>>583 の続き。
LTspice の version が 2.20 になって、examples\Educational\ 中の２つのファイルが
更新されています。MonteCarlo.asc と stepnoise.asc ですが、まずは stepnoise.asc から。

The resultant plot of V(inoise_density) vs. R shows a minimun noise
with a tail resistance around 16k ohm.
とか言っているのですが、最初は何を言っているのかわからなかった。
どうやら、こういうことをやってみろ、という意味らしい。
　http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1267.png
(縦軸の単位は V/√Hz ですが、文字化けしています。許してね。)
測定周波数 10kHz の入力換算ノイズ vs {R} のプロットのようです。.NOISE ... <list>
のパラメーターの書式は教えてくれるのですが、その意味がまだよくわかっていません。
ご存知の方、よろしくお願いします。

追記。 .NOISE ... <list>　の list とは、横軸を {R} にしろ、という意味です。
.AC でも "list" を同じように使いますので。

.noise <out> <src> list <Freq1> [<Freq2> ... ] 書式の件ですが、
<Freq2> を書くと横軸が周波数になってしまいます。 (範囲指定になる)
{R} を横軸にとりたいのなら、やはり <Freq1> 一点のみを指定します。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1268.png
{Rg} を変えて２回解析してみました。それなりに納得できる結果です。

あっと、{R} を対数的に変化させているのにグラフはリニア目盛り。これは変ですね。訂正。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1269.png

MonteCarlo.asc に話を進めます。この例で使い方はわかるでしょう。ちょっと心配
なのは、mc() の結果は等分散なのかガウス分布なのか？ ということです。
flat() と gauss() が使えれば LTspice でも容易に区別がつくのですが、実は
これら２つの関数は現在のところ使えません。

結果を ltsputil で export して、外部プログラムでヒストグラムでも表示させれば、
グゥの音も出ないほどはっきりします。(でもめんどくさいな)
人間のパターン認識能力に期待して、こんなことをやってみました。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1270.png
mc() の戻り値は等分散のようです。

話が少し前後しますが、
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1268.png, radio1269.png　について追記。
なにか {R} つまりコレクター電流値に対してものすごく敏感のように錯覚するかもしれません。
しかし、縦軸の値をよく見てください。せいぜい１割くらいの違いです。
極端な値に設定しない限り、入力換算ノイズはそれほど変わりません。むしろ信号源
インピーダンスによる影響のほうが多いですよね。(BJT の性質)
以上。

>>571の質問者です。

定性的には極めて当たり前に知られていますが、>>571の入力電圧は出力電圧より
数V高い電圧でないと、一定電圧(12V)を出力できない。

私が趣味で中学時代に作った電源は、723CEやTA7089Mを使ったAVRでした。
その基本構成は、

3-2.安定化回路
http://www.kikusui.co.jp/knowledgeplaza/powersupply1/powersupply1_j.html#anteika

・・・これと同じのわけですが、この3.2のフィードバック制御の図を見ると、
出力電圧が一定電圧から下がったら制御部は昇圧動作をするように帰還制御するみたいに
当時の中学生の目に見えていたんです。

実際は、比較部となるコンパレータの電圧入力は出力電圧が反転する領域では
使わないんですね。だから電圧降下動作はしても昇圧動作はしない。

その後、3端子レギュレータICが増えて、この回路構成を使わなくなったのですが
3端子レギュレータの入力電圧も出力電圧より数V高くないと、安定化電源として動かない。
この動作は、>>571でシミュレートした結果と原理は同じなんですね。

なんか今頃わかってきましたが、コンパレータで比較部の回路組めと言われたとしたら
やっぱり悩んでしまうのです。別にこだわる必要はないんだけど、なんか心の隅に
ひっかかりのもやもやがあるんです。

>>590
＞コンパレータで比較部の回路組めと言われたとしたらやっぱり悩んでしまう

ttp://www.kikusui.co.jp/knowledgeplaza/powersupply1/fig04.gif
の「比較」部には、いわゆる「コンパレーター IC」を使うわけではありません。
使うとしたら OP アンプか、単純な Tr 増幅器です。比較出力は A*(Va - Vb) の形で、
リニア増幅器ですよ。

>>588
LTspice は ltsputil を使わなくても、シミュレーション結果の簡単な export はできます。
グラフを選択した状態で File → Export を使います。もちろん ltsputil ほどの
高機能はありませんが。Gnuplot あたりを使えばヒストグラムの表示もできそうです。

＞Gnuplot あたりを使えばヒストグラムの表示もできそう

一応調べて、ちょっとやってみました。私が持っている gnuplot では
それはできなかったり・・　(version が古いのか？)
やはり自前でプログラムを作って全部計算してから gnuplot に
渡すのが確実なようです。おそまつでした。

追記。
しかし、いわゆる batch mode ("-b") では、そのような export 方法は
できません。やはり ltsputil のお世話にならなくては。
あ、ほかに .meas の結果つまり *.log ファイルを読み出す方法も使えます。
けっこう便利ですよ。Batch mode でも同じように使えるし。前処理されて
いますので、後の処理が簡単になります。

ごめん。
>>590 >>571 さん、さあどうぞ。

>>590 >>571 さんへ

>591 の前半を見てね。
回路シミュレーション ≠ 回路設計なんだけど、今それを言ってもわからないだろうと思う。
それだけは言っとく。

>>591
>比較出力は A*(Va - Vb) の形で、 リニア増幅器ですよ。

なるほど。
A>0、A<0　のどちらで、値はいくつに決めればいいですか。

それからA*(Va-Vb)が制御電圧ということは、
利得Aを決めるオペアンプの抵抗を可変させても
出力電圧を変えられることを意味しますよね。

（同様に、基準電圧、検出電圧を可変させても、出力電圧を変えられる。）

Va、Vbと、基準電圧、検出電圧の対応関係をよろしく教えて下さい。

今、参考にしている回路です。
http://bbradio.hp.infoseek.co.jp/psupply13/psupply13.html
中学の時は、TA7089Mで作ったので、もっと安定化性能はよさげかな？
(723CEの製作記事例が多かったです)

>>595
回路設計が先にあり、検証がspiceですか？
さらに実験で確認。こんな感じですか？

>>597に追記
spiceで、実験に代行できるくらい、spiceは良くなってきているのかな？
と思ってます。
アナログ回路設計は仕事ではほとんど無いのであまり切実ではないですが、
どうかすると回路を部分的に取り出して過渡解析に使ったりしてます。
もともとソフトが得意です。

>>596
それは回路設計のやり方はどうするの、という問いではありませんか？
ここは回路シミュレーションのスレです。
もちろん、懇切丁寧に教えられるくらいの知識・経験はありますが、
それば別スレでやりましょうね。あしからず。そんなスレが無いとしたら、
自分で立ててみてください。

>>597
＞ 回路設計が先にあり、検証がspiceですか？
＞ さらに実験で確認。こんな感じですか？

現実実際はループになっているので、鶏と卵のどっちが先？　とか言っても始まりません。
相補う関係にあるのです。

＞588　2007/02/25(日) 17:49:23 ID:aIQXj5Mn
＞　（中略）
＞ 結果を ltsputil で export して、外部プログラムでヒストグラムでも表示させれば
＞ グゥの音も出ないほどはっきりします。(でもめんどくさいな)

ソフトウェアが得意だったら、上記の「でもめんどくさいな」の部分を実際にやって
見せてくれませんか？　みんな、それなりに感激すると思いますよ。
皆を納得させられるデータを、こういう方法で作りました。という経過報告が大切でしょうね。

>>584
flat()とgauss()は動いてるみたいだけど。
mc()はflat()と同じで平坦分布だな。ヒストグラム書かなくても、.measでrms計算してもらって比べると簡単。

電源回路故、軽頭乱入か。華麗にスルー。

>>601
＞flat()とgauss()は動いてるみたいだけど。

そうなんですか、じゃあ私ももう一回ダウンロードし直してみます。
ありがとう。

>>601
＞ヒストグラム書かなくても、.measでrms計算してもらって比べると簡単。
それを、もう少し説明してくれませんか？　アホな私にもわかるように。
よろしくお願いします。

>>599
spice応用から自然派生した時術的話題の議論、検討を制限したり
妨害するのをやめること。
情報価値の無い役に立たない記事を書かないこと。
これらが守れないなら2chを去ること。

>>605 さんは自滅だな。

>情報価値の無い役に立たない記事を書かないこと。

基本的に2ちゃんは役に立たない記事であふれかえってるわけで
役立たず規制したら2ちゃん消滅みたいなもんだけどな。

いま研究されているのは、ノイズばかりの記事の中からいかに自分がほしい記事を探し出すかということでしょ。

＞いかに自分がほしい記事
その通りだけど、すごく「オレ・私」フィルターがかかっているよね。
ほかの人と話をすれば、もっと「オレ・私」が低減するよ。

>>609
言ってる意味がわかんない

>>610
世の中には、いろんな情報・記事がある。
さあ、オマエの好きなヤツだけ、取り出して見るわけだ。いいだろ。
でもちがう。オマエが捨てたヤツにも、しっかり情報があるってことさ。

まだ言葉足らずだと思う。もっとたくさん・たくさん質問していいと思うよ。

>>611
> オマエが捨てたヤツにも、しっかり情報があるってことさ。
「私が棄てた情報の中に少なくとも一つの有用な情報が存在する」が真だと仮定して、
その情報をなるべく少なくするのが技術的課題だ。

>>612
ありがとう。

「いいところ」の周辺をまわって、結局なにもできなかったヤツは、ゴマンといるからな。

>>596の自己レス

安定化電源の安定化条件の計算

ツェナーダイオードの安定電圧=Vz
オペアンプの増幅度=A
TrのVbe=0.6[V]とおくと

A*(R2*Vout/(R1+R2)-Vz=Vb...(1)
Vb=Vout+0.6 ...(2)

(1)式のVbへ(2)式のVbを代入すると
Vout+0.6 = A(R2*Vout/(R1+R2)-Vz ...(3)

(3)式よりVoutを求めると

Vout = (A*Vz+0.6)/{(A*R2)/(R1+R2)-1} ...(4)

(4)式で 安定化電源出力電圧 Vout=12.0[V], Vz=5.6[V]
を仮定すると、
12 = (5.6*A+0.6)/{(A*R2)/(R1+R2)-1}
= (5.6A+0.6)(R1+R2)/{-R1+(A-1)*R2} ...(5)

R1について式(5)を整理すると

R1 = {(6.4*A-12.6)/(5.6*A+12.6)}*R2 ... (7)

(7)式で, R1≧0, R2≧0 より
　(6.4*A-12.6)/(5.6*A+12.6)≧0　... (8)

(8)式を場合分けして
i) (5.6*A+12.6)>0の時...(すなわち A>-12.6/5.6=-2.25の時)...(9)
　(6.4*A-12.6)>0
　A>12.6/6.4=1+31/32...(10)

(9)と(10)のアンド条件を採って、
　A>1+31/32...(10)'

　ここで A = 2 を仮定すると、(7)式から
　　R1 = {(6.4*2-12.6)/(5.6*2+12.6)}*R2
=(0.2/23.8)*R2

ここで R1 = 10k[Ω]を仮定すると
　　R2=84.0[Ω]　を得る。

　　すなわち、オペアンプの増幅度2.00,R1=10k[Ω],R2=84.0[Ω]の条件にて
　　安定化電源出力電圧Vout=12.0[V]を得る。

ii) (5.6*A+12.6)<0の時...(すなわち A<-12.6/5.6=-2.25の時)...(11)
オペアンプの反転増幅(A<0)は単電源では行えないので、(11)式の条件は実現不可能。

iii)(5.6*A+12.6)=0の時...(すなわち A=-12.6/5.6=-2.25の時)...(12)
　式(7)でR1≧0, R2≧0の条件は成立しない。
　よって(12)式の条件は実現不可能。

spice検証は次回に。
誤り指摘やコメントをよろ。

>>615
A*{R2*Vout/(R1+R2)-Vz}=Vb...(1)式を訂正
以下後で。寝る。

>615
そもそも概念構成から間違ってるから。
591の「比較」はオープンループでの話なので A は 100000 とかそんな感じ。
R1 と R2 がどこから出てきたのか知らないが、出力電圧を決める分圧抵抗の
ことだとすれば、クローズドループにしなければ式中に出てこないし、
その場合には式は Vout = (1 + R1/R2) * Vz のような形になる。

シミュとか以前のレベルなので電源スレか初心者スレ逝ってき。

590の人だと思うが、.590の構成自体は昇圧回路のものも含むので
昇圧するように思えるのは正しい。3端子レギュレータの類の現実の実装が
昇圧できないのはあくまで制御部の実装上の制限。

シリーズレギュレータってのは要するにオペアンプの非反転入力にツエナ電圧を
入れた単なるバッファで、入力端子というのはオペアンプの電源のこと。
入力-出力電圧差がある程度要るというのは制御用オペアンプが
Rail-to-Rail入力でない、というアンプの仕様を反映しているだけ。

>>617
今日、午前中、今一度計算過程をチェックしました。
式(7)で合っていると思っています。

比較回路は、リニア増幅という説(A=const.)　>>591の情報が
計算の考え方のベースになっています。

>「比較」部には、いわゆる「コンパレーター IC」を使うわけではありません。
>使うとしたら OP アンプか、単純な Tr 増幅器です。比較出力は A*(Va - Vb) の形で、
>リニア増幅器ですよ

この情報から、>>617の言うオープンループ(A=十分に大きな数)ではない、
増幅度A=定数となる差動アンプの使用を計算の仮定に置いています。
この回路の計算式は教科書から持ってきたものではなく私が独自に考えたものです。

間違いがあれば引用文を含め、正しをお願いします。
(　>>617のご助言は、>>591の引用文の考えも完全否定されています。)

一方LTspiceに入力しましたが、出力電圧が0Vで、期待するようには動作してません。
ttp://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/RegTest1.asc
(LTspice用simulationファイル)
どこかに間違いがあるのでご助言に期待しています。

専門外ゆえ初心者であることは自認していますが、スレッドへの寛容さを要望します。

どうでもいいけど寛容さを要望しますってエライ高飛車さにﾜﾛﾀ

>>615でR1とR2の値が逆に書かれているミスがありました。

R1=84Ω、R2=10KΩ、A=2とすると、
式(4)から、Vout=12Vが得られ、求まったR1,R2,A値から
Voutを逆算しても、計算値に矛盾が起こりませんでした。

>>617さんの言う誤りが発見できません。
どこが誤りなのか具体的に教えて下さい。

えーと、回路に致命的な間違いが3箇所かな。こんなんで動く筈がない。　
>618の回路を画像で↓に置いとくので具体的な突っ込みは他の方に任せた。
ttp://vista.jeez.jp/img/vi7293407569.png

>>621
質問者です。
Q1　2N3055がONしないと、オペアンプの電源が供給されず、
オペアンプは増幅を開始しない。
そのため、2N3055のベース電圧は生成されず、
2N3055はOFF状態を続ける。
結果、出力電圧は出てこない。
ここまでは考えました。
ここからどうするかは、今のところわかってません。　

>>621
あまりにアナーキーでどこから突っ込んだらいいものか...
ある意味才能だな。

「底なし沼に落ちたホラ吹き男爵が、自分の靴ひもを引っ張って沼から這い上がった」
っていう話を思い出した。

>>623-624に回答のための思考のできないレベルが妨害してきていますが
スルー（読み飛ばしして無視する）でお願いします。
>>623-624の彼らに、物事を論理的に考える力はありません。
考える力があれば彼らは既に答えています。
答えられないから邪魔してくるのです。

論理もへったくれもあるかってーの。TrをOP-Ampに置き換えてる時点で終わってるよ。
Op-Ampの電源を出力から取っているために2N3055のベースに必要な電圧が与えられないとか、
負帰還の掛け方が根本的に間違ってるとか、そういう問題が問題と感じられないくらい、モデルの立て方自体がおかしい。
Op-Ampに置き換えた根拠を「論理的」に説明してみ。これで思考してるつもりなのかね？

自分理論を暴走させるより、教科書を一字一句読み返して見た方が有益だな。
馬鹿がいくら実験やシミュレーションをやっても馬鹿な結果を量産するだけだ。

>>622　を改造しました。
http://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/RegTestV2.asc

2N3055ベース〜コレクタ間に1KΩのバイアス抵抗を加え、
ベース初期電圧を与えることで、強制的に2N3055をオン
させる試みです。

結果、約12Vの出力が出てくるようになりました。

しかし、これは10KΩ等、負荷が軽い場合だけで、
負荷が重くなると、Voutは低下し、この回路構成では
その低下するVoutを、一定にするようにフィードバック制御できるような
動きにはならないことが判明。
ここからどうするかは未だわかりません。

>>626
>教科書を一字一句読み返して見た方が有益だな。

教科書は持っていません。学生時代からこの分野はずっと専門外で、
こうした応用回路の基礎教育は受けていません。

先に書いたように、回路構成の考え方は、　
>>591で教わった情報をベースに独自に考えています。

すなわちこれ

>「比較」部には、いわゆる「コンパレーター IC」を使うわけではありません。
>使うとしたら OP アンプか、単純な Tr 増幅器です。比較出力は A*(Va - Vb) の形で、
>リニア増幅器ですよ

この情報を仮定して、回路構成を考えてます。
この引用部には正しいのですか？　誤りがあるのですか？まず、そこを教えてほしいのです。

フィードバック制御を正しく動かすには、Voutの電圧降下時に、アンプの出力電圧が
上昇するような動きでないとだめですが、Vb=A*(Va - Vb)の式で、
A=constならば、当然、Vaの低下で、Vbは低下、結果Voutの低下が引き起こされます。

>>628
教わる立場で逆らうな、といわれる雰囲気ですね。
先人の既存回路を真似るなら簡単でしょう。
でも、それでは新しいことをやろうとしたら通用しないじゃないですか。
そういう創造行為や思考過程を、暴走とか馬鹿と呼ぶのは、教える以前に
その方の人間性に疑問を感じます。
教わるべき相手ではないと思います。

>629
いや、あんたのやろうとしてる事、全然新しいことじゃないし。古典的なシリーズレギュレータの解析で躓いてるだけだろ。
基礎教育を受けていないなら、なおさら素直に教科書読めよ。新しいことにチャレンジするのはその後でも遅くない。

>621の回路を最大限生かすなら、
U1の電源をQ1のコレクタ側から取って、R3〜R6撤去、D1の電圧をU1の＋inに、R2をとりあえず10kΩにして-inに。
これで多分D1の2倍の電圧が出るだろうから、R1/R2を12Vに合うよう適宜修正。
って書くと余計わかりにくいな。つまり、D1を基準電圧として、2N3055エミッタフォロワ付きOp-Ampで非反転増幅回路を組めってこと。

知らないだろうから >624の言ってることを説明しとくと、ブートストラップっていう自分の出力に電圧を積み上げるような回路があるのさ。
その語源がホラ吹き男爵の話なの。これは回路の教科書には大抵のってる話。
で、>621の回路は自分の出力から自分の回路制御に必要な電源(U1の電源)を取っているので、ホラ吹き男爵なわけ。
この回路じゃ自分の足を引き上げるのに失敗してるけど。
LT1494はレールtoレールであっても電源電圧以上の出力電圧は出力できない→12V電源では高々12Vまで→2N3055のB電圧も高々12V
→E電圧はそれよりも低い電位→LT1494の電源電圧がさらに低く→・・・なわけでOP-Ampは全く働いていない。

一応動作しているように見えるのは、D1の電圧が、R6→R5→2N3055のBという経路で伝わってツェナー＋Trのシャント電源と同じ動作になっているものと推測。

追加テスト結果

>>630案に基ずくテスト結果
そのsimulation file
http://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/RegTestV4.asc
安定化電圧出力効果は見られるが、
・11Vを越える電圧出力ができない。
・1Aなどやや大きめの負荷電流を流すと出力電圧が大きくドロップしてしまう。
という問題が見られます。

オペアンプでなくTrを使った定電圧回路例
http://bbradio.hp.infoseek.co.jp/psupply13/psupply13.html
そのsimulation file
http://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/RegTestV4tr.asc
・電圧安定化効果が無いように見え、出力電圧に脈流成分が見える。
・2N3055のベース、コレクタ間の抵抗で、入力電圧の脈流が入力されるため、
　出力が脈流を含むようになるように見える。
こうした問題が見られます。

2N3055x1とTA7089Mを使った安定化電源を中学時代に作りましたが
これは12V、5Aを連続し安定して取り出せていました。
シミュレーションした限りでは、こうした性能を出すことは
簡単ではないと思いました。

電源スレに移行した方がいいと思うが一応1点。
そろそろ2N3055使うのをヤメレ。

>630　貴方はいい人ダー

LT1494って出力電流がシンク/ソースとも500μAしか取れないんだ。これじゃ2N3055のベースをドライブするの無理。
2N3055のｈFEがMaxでも70だから、出力電流35mAで破綻するわけだ。・・・って、1A出力したときのベース電流14mAもあるじゃないですか。
Trタイプでも破綻するわけだ。通常ダーリントンにするわな。
駄目設計をシミュレーションしたら、その通りだったことが確認できただけだわな。

>632さんの言う通りだ。2N3055はやめた方がいいし、他のスレに移行した方がいいな。最早シミュレーションの問題じゃない。

あ、ゴメン。　
スレッド一覧見たら「スイッチング電源」と「3端子レギュレータ」のスレは有るけど
シリーズREGに適切なスレッドが無いなぁ。

初心者質問スレ辺りが妥当かも。

2N3055ってーと、その昔、秋月の安定化電源に
つかわれていた奴だったような

>>635
今も生産してるかも。検索すると秋月もエントリしてくる。

>>615に書いた式は、A(Va-Vb)=Vb電圧帰還という考えでピンポイント電圧で
式が成立するが、Vb=const、　Vout=constまでは意味していないのがﾜｶﾀ。

あくまで目標電圧Vout[V]を出力するときの、A,R1,R2の値が存在する
ことを示すだけ。
だから計算どうりになった回路構成>>627も出てきた。

しかし、>>615の式の一番大きな落とし穴は、負荷電流が変化するとき
にVb,VoutをConstにする条件を保障してくれないこと。
負荷抵抗をパラメータに入れて、負荷電流が変化しても
Vb,Voutが一定になる構成を考えないといけない。

言い訳になるが、コメントもついているようにLTアンプのドライブ能力も調べなければ
いけないが、昨日、今日の休みの合間では無理だった。

先人の回路を見てしまえば、なんでもなく思える人もいるかもしれないけど
、独自の0からの思考過程をとると、こういう深みが見えてきたりする。
それはそれで意味あることと理解してくれる人もいるかもしれない。

初めてのアナログ設計になります。
外注にPspiceで設計してもらったものを、Cadence Spectreに移植してみたら、
Bipolaの定電圧源の電圧が1割以上合わなくて、どっちを信用して良いものやら
困っています。一応マージンを取ってウエハを起こす予定ですが、今から評価
とそのフィードバックを考えるとちょっと鬱・・・。
SpiceのパラメータはHspice用なので、もはやその時点でどうにもこうにもなの
ですが、実際、spiceの違いでかなり挙動は変わるものなのでしょうか。
今までHDL屋だったので、spiceの方言や挙動の違いにへこたれそうです。

>496 が言う所の↓をリアルで見てる気分だぜ。

　まったく知識や経験を持たない人がいじくり回しても、
　単に誤解が誤解を招くだけという結果になりかねない


三端子レギュレータの使い方（by　NEC）
ttp://www.necel.com/nesdis/image/G12702JJAV0UM00.pdf
ここの応用回路の性能を越える電源を1から組むのは大変だよな。

レスどうもです。切羽詰った状況でアナログやる羽目になってます。
資料、参考になります。ありがとうございます。

スタートアップ回路のバンドギャップのところで、既に温度勾配が大幅に違って
きています。なので、それ以降電圧源がずれるのも当たり前といった状況です。
とりあえず温度補償している抵抗を微調整してフラットにしているのですが、
どちらの検証結果が本当か、もしくはどちらも嘘か、分かりませんので、温度
補償の抵抗は幅を持たせて、コンタクト工程の手前で止めることにしました。

外注さんは、業界でも有名なエンジニアさんなので、基本的には信用している
のですが、「正直pspiceの精度にちょっと自信が無い」と言われｗ、焦っている
次第です。

トランジスタの動作も最近覚えたような人間に1chip任せる会社もどうかと思う、
今日この頃です。会社のTOPエンジニアの人に言わせると、超Sクラスに難しい
回路だ・・・とのことで。こうやってまともに帰れない日々が半年程続いてます。

>639
どちらも信用しないが正しい。
少々のモデルパラメータの違いで1割も食い違う部分が出、
しかもその部分が評価にクリティカルなのであれば、
現実はさらに両者から1割食い違っててもおかしくないほど
シビアな構成だということだから。

「その部分の作りで全体の精度が決まってくる」ということが
シミュで分かったのだと思いねぇ。

>>638
最初は全く経験も知識が無いのは、新人であっても、
または経験をつんだ技術者でも、全く新しい分野に挑戦するときの常。
知らない知識は調べればいいし、わからないことは
考え出せば良いと思ってる。大変だ大変だなのは事実なのかも
しれないが、楽な仕事なんて、そもそもこの業界にあるのかな？
知識は習得し、経験はつめば実力があがる。同時に思考力も
高まってくる。努力を根気よく熱意をもって継続していると
到底できないと思えたことが実現できる壁を突き破ってきた
経験からそう思う。
一番いけないのはあきらめてしまい努力を止めてしまうこと。
こうなると敗北する運命に陥る。

>>639
外注に任せきりの体質になると会社の仕事は空洞化、斜陽へ向かうので
最低でも自社得意分野のコア技術キープは必須。

おいおまいら、636と637のどちらに対するレスか明確にしようぜ。

正直スマンかった。　>638は>636な。

>>638
>まったく知識や経験を持たない人がいじくり回しても、
>　単に誤解が誤解を招くだけという結果になりかねない

確かに何も知りませんが、simの失敗から学ぶということもあり
勉強になる人もいると思います。ﾓﾚ以外にも。

なお、指摘にあった、ダーリントン接続をやってみましたが、
結果はNG。UPは要望があればしますが、かなりリップル
が出てしまいます。hfeが高すぎるのかなと思います。

いまさら３端子REGを使う気はありませんが
資料は参考になりました。ありがとうございます。

今回はあくまで学習のためと、24V電源を２個用意してTrかまして12V作れのアドバイスに
疑問を感じ、その延長として安定化電源の原理実験をしたかったのです。
実応用ではSWレギュレータ使います。

まだ気になっている点は、帰還制御論理の入った電圧式を出せていないことです。
>>638さんの式導入に期待してます。

>まったく知識や経験を持たない人がいじくり回しても、
>　単に誤解が誤解を招くだけという結果になりかねない

そこまで言うなら、当然、簡単に式導出できますよね？
（3端子レギュレータ資料のカンニングはだめですよ）

>>645続き
少なくとも、誤解や誤りがあるのであれば正してください。
でないと、その言い方は情報０、かつ単なる侮辱で、それでは人として尊敬されず
上にたてませんよ。2chでも礼儀は必要です。そこをご理解下さい。

わからない五大理由

１　読まない
２　調べない
３　試さない
４　理解力が足りない
５　人を利用することしか頭にない

>>645
http://w3.quake3.jp/sushi-k/wiki/index.php?%B2%F3%CF%A9%C3%CC%B5%C1#ga7fc0dc

ここにスペースを作っといたんで、良かったらどうぞ。
ここは回路設計入門スレじゃないんで、これ以上やると。。
2ちゃんとはいえ最低限のルールは守ったほうが
いいかと

＞帰還制御論理の入った電圧式

誰も答えてくれないのは、この手のレギュレータは
ぶっちゃけopアンプの出力をブーストするだけなんで
A=∞、よって基準電圧との比が出力電圧になるんで
アホらしくて答える気にならないからでしょう。
カンニングとおっしゃるが、こういう基本回路は先達のを見て
理解することが先決かと。老婆心ながら進言しておきます

これを思い出した。
SPICEを効かせる
http://www.ednjapan.com/content/issue/2006/12/best/best01.html

よーするに基礎のない分からん奴があれこれいじくった所でどつぼにハマるだけってお話。

>>648
回路拝見しました。ありがとうございます。参考になりました。
こうした技術的具体性のある投稿はmoreだけでなく
他の人にも参考になるはずです。

評論家には用はありません。借り物でなく実力を見せてください。

>>651
みんなの参考にならないから他所でやれって言われてんの。親切にも>648氏がスペースを作ってくれたんで、そっちでやろうぜ。
既存の理論には頼らない、自分の力で解く、って力強く宣言したんだから1週間くらい苦しんでからカキコしなよ。

ダーリントンで駄目だとのことだけど、回路図とシミュレーション結果を画像でうｐしる。Simファイルではわからん。
TrのB電圧と電流も表示。これで動かない原因がOp-Amp側にあるかTr側にあるか見極められる。
あなたの言うところの帰還制御理論で出てくる各部電圧にもプローブ当てて観察。
SPICEの最大のメリットは、気楽に各部の電流・電圧を観察できること。実験で測定できない部分の波形も見られる。
Voutしか見ないのはもったいない使い方。

あと、Op-Ampモデルは理想Op-Ampにした方が良いかも。
メーカー提供のモデルは実際の回路を再現しすぎて、基礎学習には不要な現象がでてくるかもしれない。
現段階で発振されても困るでしょ。

>651の正体ってLightConeさんかい？

俺の知り合いに、やたらと意欲だけあるプログラマがいた。
何かというとすぐに「デバッガ」「デバッガ」という。

割り込みやポインタをきちんと理解していないのに難しいプログラムを作りたがる。

おれはそいつに「プログラミングの入門書」と「デバイスのデータシート」を渡して
いろいろな問題を出し続けた。
そして問題が解けないときはデバッガを使わせないことにした。

最近、そいつはデータシートがえらく気に入ってるらしい。
デバッガを使う頻度が極端に減ったのにバグの発生率がかなり下がった。

うかうかしてると追い越されるかも…

LTSpice なら、出力波形をアイパターンで描けるんだよ。知ってた〜
http://homepage1.nifty.com/ntoshio/rakuen/spice/prbs/index.htm

>>366
疑似ランダム信号を1次側と2次側で位相を反転したものを入力しているのは
仕方ないのかもしれないけど、シミュレーションのお遊びだなと思います。

>>656
ご意見ありがとうございます。でも「位相を反転したものを入力している」というのは心外です。
ttp://www.d1.dion.ne.jp/~river_r/bell/dsadc/5.png
U1 は積分器だけど出力は反転します。だから、D-FF の入力から見れば、加算になっています。
(と書いてみて、どっちか片方で済まないのか？ という疑問が出てきました。)

>>655
Mark Data Points というのはご存知でしたか？　ごくまれにしか使わないけど。
これの仕様が昔と変わってしまったので、ちょっと困ることもある。
以前は draw with points だったのに、最近は draw with lines and points に
なってる。この区別を指定できると、もっと便利だね。(めったに使わないけどさ)
(ホントに落ちちゃうわけではないけど age とく)

あれ、age れないので、もう一度。

>>657
結局、疑似ランダム信号の入力レベルを最適化しないと駄目ですよねぇ。　
これΔΣの特徴ですから次数を増やした方がいいのに決まっています。
しかし、DAC(この場合1ビット）で帰還をかけているので発振の問題ありです。

現在進行中、議論はここでもあった
ttp://tech.groups.yahoo.com/group/LTspice/

>>661
その中の、例えばどれだか、教えてくれませんか？

URLが違うがここに書いてある

http://www.analog.com/jp/content/0,2886,760%255F788%255F92394,00.html

>Stabilization is easier, since second-order loops can generally be used.
Idling patterns tend to be more random thereby minimizing tonal effects.

アナログデバイスにチュートリアルのページがあったのか？　サンクス

http://www.analog.com/en/DCCatLanding/0,3149,758%255F%255F65,00.html

書籍より、メーカーのアプリケーションノートのほうが進んでる。
工学分野はそれでいいのだろうね。(でも逆だったら変だよ)

あれ〜、LTSPICEのシミュレーション結果見るとき
自作シンボルで電流プローブ出てくるやつと
どこにカーソル持ってきても電流プローブにならないやつとあるんだけど
何でだろ？

LTspiceでスイッチのON,OFFはどのようなシンボルを使えばいいでしょうか？
PSpiceにはSWのシンボルがありますが、LTspiceで見つかりません。

>>667
jumper とかいうのは、あるにはある。変に (妙に) 考えずに「つなぐ・つながない」
でいいのではないかしらん？

>>668
ON,OFF近辺の過渡現象を見たいのでPSpiceにあるようなSWを実現したいのです。

SWをパルスかステップでコントロールすればいいと思うが

>>670
理想パルス電圧電源で、0V時も5V時もインピーダンスは0Ωですよね。
Z=無限大ならそれでもいけるんですが・・・

LTspiceの 「S. Voltage Controlled Switch ： Symbol Names: SW」を
電圧源のパルス波かステップ波でコントロールすればの意味なんだが。
SW ON時の抵抗を1uΩ、OFF時の抵抗を1TΩとかにして。

＞672
まともなこと言い過ぎではないか。もっと過激なことを言ってほしかった。

で、オマエが言ってミロ、といわれると、ごめんなさいね。でおしまい。悪かったな。

>>672
そのV制御SWは拾ってみたが、使い方がよくわからじ。
V制御はどうやればできるん？

>>675
Try this. Use the voltage controlled switch 'sw' in the main group. Set the SpiceModel for the switch to RELAYSW and then on your schematic add the following spice directive to define the model

.model RELAYSW SW(Ron=6 Roff=1G Vt=22 Vh=.4)

Ron is the on resistance of the 'relay' - 6ohms
Roff, the off resistance 1GIG ohm
Vt is the turn on voltage
Vh is the hysterisis

http://72.14.235.104/search?q=cache:vzQpoFULpy4J:www.diyaudio.com/forums/showthread/t-53544.html+LTspice+voltage+control+switch&hl=ja&ct=clnk&cd=1&gl=jp
から引用。

松下の５Vリレーとはいってもいろいろあるけど、そうしたリレーを使うとして、
ヒステリシスVhはいくつにすればいいの？

電圧制御SWの使い方がわかってきました。
LTspiceで電圧制御SWを使ったリレーのシミュレーションをしました。
回路simulation　file
http://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/RLsim.asc
過渡解析結果（画面ショット）
http://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/RL-Sim.jpg

SW　OFFの瞬間にコイルに高電圧が発生するのでDiで押さえ込んでます。
その後に興味深い電圧振動が見えます。

LTSpice使っています。
いくつかのサイン波を適当な係数を掛けて合成して、できた波形にFFTをかけたら、
合成もとの周波数のところに釣鐘状の波形になりました。含まれる周波数のところに
針状になるかと思ったんですが・・・針状にするにはどんな合成をすればできますか？

釣鐘波形の高さは、合成時に掛けた係数と合致しています。
各周波数の最小公倍数分の時間の波形を使い、windowing functionはnoneにしています。

ベルさんとこのＦＦＴの項を読めば分かるはず。
maxstepをstop/65535とかにして、.option plotwinsize=0 を付けとけば針になるはず

これらはひょっとしたらいいかも
http://science6.2ch.net/test/read.cgi/denki/1147866095/446
http://science6.2ch.net/test/read.cgi/denki/1171436748/18

> ベルさんとこのＦＦＴの項を読めば分かるはず。
どこ？
> maxstepをstop/65535とかにして、.option plotwinsize=0 を付けとけば針になるはず
.option maxstep 65535
.option plotwinsize=0
としても何も変わりません。

>>681
念のための確認。
へトロダイン現象の効果は検討済みだよね？

>>681
ttp://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1300.jpg

>>683
そこのうｐローだは有料ですか？
無料ならうｐの仕方を教えてｸﾘ

電気・電子板あぷろだ
ttp://radio.s56.xrea.com/

>>685さん　�dクス！

さて、
★★★　無線の実験と製作　★★★
http://science6.2ch.net/test/read.cgi/denki/1106919148/542
1石FMワイヤレスマイクをLTspice使用で過渡解析、FFT解析してみましたので
UPしました。

発振波形の形が良くないと感じるので、コメント、改善策を
教えて下さい。回路談義なのでコメントは上のスレッドが良いかな、と思い
よろしくお願いします。

>>682
> へトロダイン現象の効果は
ググってもでてきません。
>>683
表計算で計算した結果（最小公倍数＝一周期分）を読み込ませてやっていたんですが、
うｐされたようにうんと多くの波形を作ってからFFTかけたら、.paramとかなくても
けっこう針になりました。

>>687
へトロダインとは通称”うなり”のことで
二つ以上の周波数が混ざると、別のうなり周波数がでてくることです。
基本周波数f1[Hz]、f2[Hz]の２周波数があったとすると、
その高調波成分によるうなり周波数fは
f=n*f1±m*f2{Hz]　となって、
無数のうなり周波数成分が出てきます。
ここでm,nは0,1,2,3・・・∞の整数です。

たとえば、1MHzと1.5MHzを合成すると、
出力波に0.5MHz、2.5MHzはかなり強く出てきます。
市販のラジオはこの周波数変換の原理を応用した
中間周波数増幅回路、周波数混合回路をもっています。
この周波数混合回路は、入力周波数と、局部発振周波数が
混合されて、たくさんの合成波が生成されます。

どうでもいい話だけどヘテロダイン（heterodyne）だよね？

今どきの人はヘトロダインっていうのかな。。。

DSPの高速版の製品が出てきたので、ヒルベルト変換を使って複素数信号で
パスバンドしています。ヘテロダインは、将来使われなくなると思います。

>688
m,n>1の成分が出てくるのは合成がスイッチによる実装になるからであって
f1の正弦波とf2の正弦波ではなく
f1の方形波(f1以外の高調波を含む)とf2の正弦波の乗算になっている効果によるものだから、
spice上でsine()を乗算するぶんにはまったく出てこない。

現実の実装としてもDBMでなく高速乗算器使うと余計な高調波は激減する。

>>690-691
高速乗算器はDSP内やデジタル回路として構成されるものでは？
ここでは、アナログ信号の周波数合成を
FFT解析する話の流れなので、DSP演算の話を持ち出すと、
話題が完全にすれ違ってしまいませんか？

>692
元々は>678でのFFT演算の使い方の話でしかも単なる掛算したんだから
アナログでの実装をもちだした>688や>692がすれ違い。

>>678が理想ミキサの出力スペクトラムがきれいな針にならないと言ってたのは、
>>687の「うんと多くの波形を作ってからFFTかけたら」を読む限り、
シミュレーション時間の不足でFFTの分解能が荒かっただけっぽいな。
FFTの分解能＝1/（stop - start） なんで、単に、解析stopの時間が短かすぎて周波数分解能が足らなかったとおもわ

れる

ベルさんのサイトに水晶発振子のモデリングが書かれています。
http://www.d1.dion.ne.jp/~river_r/bell/devmodel/devmodel.html

手持ちの水晶の22MHz、11.2MHzの水晶のモデリングをしたいと思います。
これらの水晶の直列共振周波数fs、並列共振周波数fp、並列コンデンサ容量Cs
を測定する方法を教えて下さい。

また、測定せずに暫定的にfs,fp、Csを決めるとしたら
どのくらいの値が妥当か教えて下さい。

やりたい実験は、TrまたはFETの水晶発振回路、
SSB、CW用ラダー型フィルタの試作前の特性simulationです。

>>696に書いた準備を行っています。

ATカット水晶発振子
ttp://www.citizen.co.jp/crystal/xdcr/HCM49.pdf
の22MHz用を想定してモデリングを考えてみました。

等価回路は、次を仮定しました。
ttp://www.citizen.co.jp/crystal/circuit/index.html

C1 ：等価直列容量 の計算は、
容量比(C0/C1)
n^2 x 250
n: オーバトーン次数
n=3　として、
ATカット水晶振動子の資料から
ttp://www.citizen.co.jp/crystal/xdcr/HCM49.pdf
並列容量C0=7PF(Max)から、
C1=C0/(3^2x250)=0.00311[PF]、
R1=50Ωを仮定

ここから、L=1/(4π^2*C1*f^2)
C1=0.00311[PF]、f=22[MHz]
より、
L=24.92[mH]
を得ました。

以上の結果からこの水晶をモデル化し、そのAC解析をしてみました。
simulation画面ショット
ttp://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/Xtal-22MHz-AC-Ana.jpg
この等価モデルの作り方の考え方や、結果はこれであっているでしょうか？

LTspice用のsimulation　fileはこちらからDLできます。
ttp://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/Xtal-ACcut-22MHz.asc

>>697補足
容量比(C0/C1)の計算は、この資料で
ttp://www.citizen.co.jp/crystal/cut/index.html
ATカット、3倍オーバートーンを仮定しました。

>>697誤入力訂正します。

×　L=24.92[mH]
○　L=16.82[mH]

ある波形に２回FFTかけるともとに戻るようだけど、
１回かけた状態を外部から読み込むことってできますか？
LTSpiceです。

10dB横一直線とか、まっすぐ-3dB/oct.とか、特定周波数のところが
本当に針になってるのとか・・・ってどんな波形か見てみたいんですが。

>697
22MHz相手にミリヘンリーオーダーの数値が出てくるあたりで変だと思え。
それに、そういうところで変だと思えないようならモデリング始めるにはまだ早い。

>>701

共振周波数約3MHzの例で56mHのモデルが出ています。
TITLE:SPICE3F5
ttp://jaco.ec.t.kanazawa-u.ac.jp/kitagawa/edu/vlsi/spidev/cmosgate.html

計算の仮定で3xオーバートーンということは、基本周波数は発振周波数の1/3
の周波数と考えてL,Cを決めるべきですか？
すなわちf=1/｛2π√（LC）}=3倍オーバートーンの周波数/3=22Mhz/3.0
で計算すれば良いのでしょうか？

同調用コンデンサの計算は、>>698を条件にしています。
考え方の誤りはどこでしょうか？

>702
ん？ 基本周波数 22/3=7.3MHzなの？ 基本22MHzの3rd 66MHzじゃなくて？
3rdでそんな低いの使ったことないから感覚が分からんが、
それなら定数は数倍以内の誤差で合ってるのかも。

>>703
説明がすれちがっているようなので、
再度説明します。
3倍オーバートーンで22MHzを発振させるのを目的に
先のモデルを計算しました。

なお、ミリヘンリーの桁がおかしい件、こんな例があります。


SPICE PSPICE MODEL LIBRARY
ttp://www.madlabo.com/mad/edat/spice/model/index.htm

ここに10MHz水晶のモデルがあります。
Ls=10mHとミリヘンリーのオーダです。
10MHzでもmHでは単位の桁がおかしいのでしょうか？

Xtal
*-----------------------------------------------------------
*水晶振動子 Xtal Fs=直列共振 Fp=並列共振-Fs Q = ZL/R
*-----------------------------------------------------------
* 例
* (TR 1984/8 p409) 10MHz cp=5.7pf Rs=10 Cs=0.025p Ls=10mH
*”周波数と時間”電子情報通信学会 p70 5MHz cp=4pf Rs=120 Cs=0.11fF Ls=9H
* Q=2.3Meg
* Fs を直列共振周波数　Fd を並列共振周波数への距離　Cp を並列容量とする
.subckt Xtal t0 t1 params: Fs=9.999Meg Fd=1k Q=1000000 Cp=5.7pF
cp0 t0 t1 { Cp }
rs0 t1 10 { fs/(2*3.141516*Cp*Fd*Q*(Fd+2*Fs)) }
cs0 10 20 { cp*fd*(fd+2*fs)/(fs*fs) }
ls0 20 t0 { 1/(4*9.86960*cp*fd*(fd+2*fs)) }
rlek t0 t1 100Meg ;Leakage
.ends

>>704続き

先の22MHz水晶モデルを使って、無調整型水晶発振器の過渡解析をしましたが、
発振しません。
ttp://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/XtalAT-22MHz-OSC.jpg
どうすれば発振できるでしょうか？

参考回路はここです。
ttp://www.bekkoame.ne.jp/~lcc/ham/cwtx.html

LTspice用のsimulation　fileはこちらからDLできます。
ttp://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/Xtal-ACcut-22MHz.asc

>>705続き

コンデンサC2,C7の容量を適当に変えたら発振らしきものが
始まりましたが、振幅が不安定な感じです。
ttp://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/XtalAT22MHz-B.jpg

発振用コンデンサの設定（計算方法）がわかる方、よろしく教えて下さい。

LTspice用のsimulation　fileはこちらからDLできます。
ttp://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/
XtalOSC-ACcut-22MHz-B.asc

>>705
解決法を知っているのに、わざわざ人に聞いて回っているような気もします。
もうちょっと、時間を待てば、発振するかもね。
乱暴に「ケリを入れる」方法もありです。

つうか、無線スレで暴れてる香具師じゃねーかよ、あほらし。

>>707
解決方法は未だ知りません。この水晶発振も
実物の実験経験はありますが、計算を知らない
試行錯誤であったことを現在も反省しています。
発振条件の計算はどうすればできるのでしょうか。

水晶発振の開始には数十mSがかかる仕様となっている
マイコンクロック用OSCのカタログは見たことがある、
その程度の知識です。

発振条件も開始時刻も計算できないで苦労しています。

>>709続き

電源ON後、99mS〜100mSのデータを採ったら、発振していないと
思っていたのは勘違いで、>>705の回路で発振していました。
ttp://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/XtalOSC-22MHz-C.jpg
振幅も比較的安定です。
波形はサイン波よりもかなり歪んでいます。

FFT解析すると目的の22MHz近辺にピークが確認されました。
ttp://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/XtalOSC-22MHz-FFT.jpg

試行錯誤でこのような結果になりましたが、次の点が依然として
わからないので教えて下さい。

・水晶振動子のモデル設定の考え方は上に書いたもので良いかどうか。
・発振波形の純度を上げて、サイン波に近づける方法。
・発振条件の計算法。
・発振安定時間の計算法。

無調整発振回路でサイン波って取り出せるのかなあ。
とりあえずサイン波に近づけるには、タンク回路を追加、そこから出力を取り出せば良いのでは？

>>711
ありがとうございます。
バイアス電圧のかけ方も気になっているところですが、
mutual inductanceを使って、同調させたタンク回路経由でRFを取り出してみます。
昨日から今日の作業で疲れたので、すこし休みます。

>>710
水晶振動子は非線形素子だからきれいなサイン波にはならない。

針が見えてるぞｗ

実際、お城で実測すると、うひょひょーって波形が出てるよ　ねー

このスレッドでは水晶OSCの件で、現在
ご指導をいただいておりありがとうございます。

★★★　無線の実験と製作　★★★
http://science6.2ch.net/test/read.cgi/denki/1106919148/542
以降に１石FMワイヤレスマイクのシミュレーション記事を
書いたﾓﾚです。
さて、spiceでは2sc1815のｈFEカーブすらデータシートと全くあてに
ならないという見解がでてきており、事実確認がとれません。
本スレでspiceに、電子回路設計に明るい方の正誤指摘、
コメントを上記スレッドへよろしくお願いします。

ﾓﾚ>>710のは、アナログSSB/CW無線機のシミュレーションを
目指しています。趣味として、実機製作経験もあり、製作（設計）した
無線機は実働し、数十の国と交信もできていますが、
設計力が弱いので勉強の必要性を痛感しており、
よろしくご指導願います。

ttp://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1311.jpg
２SC1815のｈFEのシミュレーションをありがとうございました。
同データシート
ttp://www.semicon.toshiba.co.jp/docs/datasheet/ja/Transistor/2SC1815_ja_datasheet_020129.pdf
のhFEのグラフは、
Icの変化に対してｈFEが一定の値を示すのに対し、
hFEシミュレーションでは大きくカーブして変化し、Icの増加に対してhFEが減少する
結果に見えます。
また全体的にhFEが相当分大きめに出ています。
大変困惑しています。この結果の違いをどう理解すればよでしょうか？
この相違は一見spiceが使えないという印象を持たせます。

一方、トランジスタ技術2006/7月号　P112のアンプの出力波形と、
P113のSIMetrixのグラフは驚くほどの一致を見せています。
これはspiceの計算結果が正しいことは疑いの余地がありません。

こうした後者のような好結果を得るに、
SPICE PSPICE MODEL LIBRARY
http://www.madlabo.com/mad/edat/spice/model/index.htm
にある
2SC1815のモデルは適切でしょうか？

>>717続き
私もVce=6V で2SC1815のhFEについてsimをTryしてみました。
ttp://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/2sc1815-hFE.jpg
ご紹介と異なる結果でｈFEは低めとなりました。
やはりhFEがデータシートのように一定にはなりません。

2SC1815のモデルは、
2SC1815 Complementary 2SA1015
*Low Noise Amp PC=0.4W Ic=0.15A Vcbo=60V Complementary 2SA1015
.model Q2SC1815 NPN(Is=2.04f Xti=3 Eg=1.11 Vaf=6 Bf=400 Ne=1.5 Ise=0
+ Ikf=20m Xtb=1.5 Br=3.377 Nc=2 Isc=0 Ikr=0 Rc=1 Cjc=2p Mjc=.3333
+ Vjc=.75 Fc=.5 Cje=5p Mje=.3333 Vje=.75 Tr=10n Tf=311.1p Itf=0 Vtf=0 Xtf=0)
* TOSHIBA 90-01-29 creation

で、その出展はここです。
SPICE PSPICE MODEL LIBRARY
ttp://www.madlabo.com/mad/edat/spice/model/index.htm

LTspice用simulation　fileはここです。
ttp://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/2sc1815-hFE.asc

>>718　間違えました。
グラフの横軸がIbになっていますが、Icにしないといけません。

>>719
横軸をIcに修正しました。

なんにせよ、そうそうモデルを信用するもんじゃない、ということが
分かって良かったじゃん。

ちなみにmadolabo.comのモデルにはたまに地雷があるのはけっこう知られた話。
データシートから数値ひろって書き起こしただけで
ぜんぜん検証(デバッグ)してないっぽい。

というより、βの電流依存性から、そんな風なグラフになる方が
正しいんジャマイカ。
2SC1815は電流依存性に優れることが特徴としているからアレだが。

デバイスモデルのパラメータによる違いです。
データシートにだいぶ近づいていると思います。
 ttp://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio1314.jpg

>>721さんのおっしゃるとおりだと思います。

アーリー電圧（Vaf）が６Vってのが気に入らないな。
データシートのIc vs Vce特性の見栄えだけ合わせるようにしましたってかんじがアリアリ。
hFEコーナーの電流値（Ikf）も20mAじゃなくてもう一桁上でいいだろ。
その2SC1815は、まじめなシミュレーションには使いたくないな。

>>723
パラメータがそれだとBJTはEbers-Mollモデルが使われる
で、Βの電流依存性は再現されなくなる、ってだけじゃねーの

>>725
あーそう言われればそうかも。
用途に応じてモデルを選びなさいってことで。

手元にあったmadlab以外の2SC1815のモデルを並べてみたが、ずいぶん違うもんだな。

*
.model Q2sc1815 NPN(Is=639.5E-18 Xti=3 Eg=1.11 Vaf=172.5 Bf=149.9 Ise=750.1E-18
+ Ne=1.47 Ikf=.8587 Nk=.5413 Xtb=1.5 Var=100 Br=6.575 Isc=4.653f
+ Nc=1.185 Ikr=.4534 Rc=.7972 Cjc=4.858p Mjc=.3333 Vjc=.75 Fc=.5
+ Cje=5p Mje=.3333 Vje=.75 Tr=10n Tf=314.3p Itf=13.01 Xtf=0
+ Vtf=10)
*-------------------
*
.MODEL 2SC1815a NPN(
+ IS=9.99315F BF=192.019 NF=1.01109 VAF=311.281 IKF=214.789M
+ ISE=124.464F NE=1.51791 BR=4.99998 IKR=980.183 ISC=33.4247F RE=2.96389 CJE=2P
+ MJE=500M CJC=7.82341P VJC=700M MJC=500.188M TF=512.206P XTF=183.171M
+ VTF=9.97698 ITF=9.76409M TR=10N)
*------------------
*
.MODEL 2SC1815b NPN(
+ IS=4E-14 BF=170 BR=3.6 VA=100 IK=0.25
+ RB=50 RC=0.76 CJC=4.8p CJE=12p TF=0.63n TR=25n)
*-------------------

>>727
Thanks
トラ技付録PSpice評価版用ライブラリのはありますか？

こんなことを言うのは少し意地悪かもしれないけど、
BJTやなんかのモデルパラメータをちょっといじった程度で
機能しなくなる回路は現実世界では動かないと思った方がいいよ。

>>728
トラ技には何回かシミュレータの付録がついているのでどれのことか分からないけど、
トラ技がダウンロード・サービスで配布してる2002年5月号のモデルは
>>727の一番下の奴と同じだった。
Orcad family release 9.2 Lite Edition用ということだけど。

>>730
確認ありがとうございます。
一番下のモデルはかなりパラメータが少ないので
簡易な目的のようですね。

測定でこれらのパラメータを決めるとしたら有効数値3桁でも
相当に難しのではないでしょうか。
測定値もばらつくでしょうし。

HDDの底からもうひとつ見つけたw

.MODEL 2SC1815G NPN (IS=81.2039P BF=130.444 NF=1.22428 VAF=251.702 IKF=1.05399
+ ISE=1.76673P NE=1.65186 BR=7.21621 IKR=16.9232M ISC=3.03555N NC=1.78127
+ RE=1.06272 RC=279.03M CJE=2P MJE=500M CJC=7.81791P VJC=700M MJC=499.93M
+ TF=1.94501N XTF=500.013M VTF=10 ITF=10.0727M TR=10N )

>>732
>>727の一番上だってデータシート起こしだよ。

すげーいっぱいもってるな。
>>727が持ってるお宝ライブラリをうｐして！

>>710　にタンク回路2段のBPFをつけて水晶発振周波数出力の純度を高める試みをしました。

以前の回路の過渡解析波形
ttp://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/XtalOSC-22MHz-C.jpg

改良回路の過渡解析波形
ttp://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/Xtal22MHzOSCwithDualTankBPF.jpg

波形は以前よりサイン波に近づいています。

FFT解析は同じく目的の22MHz近辺にピークが確認されました。
改良前FFT解析
ttp://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/XtalOSC-22MHz-FFT.jpg
改良後FFT解析
ttp://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/Xtal22MHzOSCwithDulalTank-FFT.jpg

・水晶振動子のモデル設定の考え方は上に書いたもので良いかどうかは、
前と同じ計算方法ですが、誤りがあれば指摘願います。

LTspice用simulation data fileはここです。
ttp://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/XtalOSC-ACcut-22MHz-C.asc

>>735について質問

リンクコイルのついたタンク回路は、
mutual inductanceを使い、仮に係数K1=1に設定しました。

LStpice　HELP文章では、この係数は-1〜1の値域を
とれることになっています。この係数の意味を教えて下さい。

LTSpiceで、シミュレーションRUNしたあとに、グラフのレンジを自分好みに調整。
で、もう一回シミュレーションRUNすると、オートレンジされちゃって（´；ω；）

シミュレーションRUNしても、オートレンジされないようにするには、どうしたらいいですか？
Plot SettingsのAutorangingをOFFにしても、オートレンジされちゃうんだけど、このAutorangingってなに？

LTSpiceで、サイン波を重ねて方形波を作ろうとしてるんですが、
FFTをかけてみると謎成分が現れました。
http://2chshare.net/pic/files/2chshare-pic_0869.gif.html
これはいったい何なんでしょう。

100、300、500・・・1500、1700Hzまでを重ねています。
.tran 5ぐらいだと元の周波数成分が大きく現れるのですが、
.tran 7だと画像のとおり、.tran 10とかにすると、
もっと低周波の方にも謎成分が出てきます。

>>734
いや、色んなlibを持ってるわけじゃない。
昔ググって探したやつだ。
2sc1815 cjc あたりでググると出てくる。
今改めてググるとまだあるけど、もういいやw
ついでにq2sc1815 grでググるといいかも

>>738
サンプリングのエイリアスだな
.tran 7でFFTを16384ポイントでやってるから、サンプル周期が2340Hzになって、
FFTの結果が1170Hzで折り返されて見えてるだけ。FFTの周波数上限が1170Hzで頭打ちになってるだろ？
FFTのポイント数をあげてやれば、折り返し上限が上がって、徐々に真の姿が見えてくる。
.tran 5でましに見えたのは、サンプル周期が高かったため。
FFTするときは、.tranのmaxstepを極力細かくして、plotwinsize=0して、FFTポイントを65536でやると綺麗に見れる。

スクショうｐしようとしたら．．．電電ロダなくなるのか｡･ﾟ･(ﾉД`)･ﾟ･｡ｳｴｴｪｪﾝ

見事にすっきりしました。
http://2chshare.net/pic/files/2chshare-pic_0872.gif.html
シミュレーションスピードが、40ms/sとかになりますけど　orz

maxstepは、.tranでも.optionでも設定できるようですね。

波形生成回路をちょっと設定をいじって、FFTかけてみました。
http://2chshare.net/pic/files/2chshare-pic_0873.gif.html

下のFFT結果から、もとの波形がどんなかわかりますか？
違いは、「含まれない周波数部分が少し上がって少し波打って見える」だけですが、
これから元の波形は想像できますか？　できるとしたらどこをどう見ればいいのでしょう。

spiceの意味を教えてください。 ｵﾍﾟｱﾝﾌﾟを勉強したいって言ったらここの人が分かるって言ってたんで

胡椒とか唐辛子とか

>>742
IFFT すればいい。複素 IFFT じゃなくてはダメょ。また、元の FFT の
パラメーター設定がまずいと妙な結果になるけどナ。

>>742
これは、ほとんど矩形波だよな。
で、どんな質問なのかな？

>>736　自己レスです。
mutual inductanceの係数Knの意味を理解するため、係数を変化させてみました。
ttp://homebrew2004.hp.infoseek.co.jp/MutualInductanceTest.jpg
意味は見ての通りでした。

IFFTとかじゃなくて、>>742の上下のスペクトラムを見比べて、
時間波形のどこをいじったか分かるか？っていうクイズだろ。

俺はお手上げだがｗ

ウーン、ホワイトノイズを1kHz LPFとアッテネータ通して追加したｗ

>>748
何だクイズなのか。どっちみち位相情報がないから定まらないよ。

>>750
クイズっていうか・・・

元は違う波形なのに、ほとんど同じFFT結果になってしまう。そして
これを再度FFTすると、なるいながらも元の波形に戻る。FFT結果から
方形波でないことを見出すには、どこをどう見たらいいの？
表示されてない情報が隠れている？　と。

ソースはこれです。
http://2chshare.net/mini/files/2chshare-mini_0662.zip.html

たぶんその「位相」を一部ずらした、ことになると思いますが。
それはFFT結果から読み取ることはできないのでしょうか。