オペアンプ　Operational Amplifier PART3

　,...,,
（741）　二本の抵抗で安定した増幅ができる便利な部品
j "''".|　 オペアンプについて語りましょう。
`liiiiiil　　簡単に使えるネタなどもどうぞ〜！！

★過去スレ
オペアンプ　Operational Amplifier PART2
http://science4.2ch.net/test/read.cgi/denki/1116574927/
オペアンプ（operation amplifier）
http://science3.2ch.net/test/read.cgi/denki/1076506958/

>>1
乙です。

★アップローダとか
http://radio.s56.xrea.com/radio/upload.html

★用語解説とか参考になるサイト
ＮＥＣエレクトロニクス
http://www.necel.com/index_j.html
　製品情報→汎用リニアＩＣ→用語解説→オペアンプ コンパレータ

なひたふ
ttp://www.nahitech.com/nahitafu/
　電子回路の豆知識→第3章　オペアンプ回路の豆知識

さっそくなんですが、教えてください。

0V中心で振っている10Hzくらいのひずみ波交流信号(OP AMP出力)を、
1/2Vccでバイアスした単電源OP AMPで増幅する場合、
入力部分でCで切りますよね。で、このCと　その後の抵抗とで
HPFになってしまうので、時定数を信号より十分大きくしますよね。
ところが10Hzともなると、このHPFのカットオフをとても低くしてやる
必要があります。例えばカットオフ10HzのHPFでは、すでに0.707に
減衰しているので、もっと時定数を大きくします。そんな感じでやれば
ひとまずは動作すると思っています。

しかし電源を投入した直後はこのCが空っぽなので、CRの時定数で
このCが充電されるまではOP AMP出力は振り切れてしまうでしょうか?
ていうか、電源ON五の出力変動期間を短くできないかと思っているのですが
どのようにして解決すれば良いのでしょうか?

すみません、よろしくお願いします。

>>4
似たようなことを時々やってますが、振り切れるのは諦めるしか。
ただ、振り切れると言っても、入力側は中点電位へ緩やかに
充電されて上がっていきますので、他の回路を壊すようなことは
少ないかと。出力側も結局一緒で、最初はCが充電されていないので
0Vから中点電位まで充電されるので、その間電流が流れます。

中点電位を生成している抵抗分圧回路は中点をCでGNDに落として
居るはずなので、ここの時定数をHPFより充分大きくしておけば0Vから
ソフトに上がっていきます。逆にこの時定数を小さくする(究極は安定化
電源回路で生成する)とハードに変化するので時間を短くできます。
普通に増幅回路→A/D等計測系に繋がっているケースではソフトに
立ち上げて、電源on後一定時間は無視するのが簡単かつ確実かと。

どうしてもオフセット電圧が出てはいけないケース(負荷がスピーカとか)
の場合は、諦めてきちんと立ち上がるまでリレーを入れてミュートしておく
しかないかと思います。

いっぺん実験してみるとよく判ると思いますよ。

>>4
一つのアイデアとして「反転増幅器を、信号源と直流結合する」と言うのは、いかがでしょうか？
この場合、オペアンプ回路から流れ出す直流電流成分が生じます。
これに耐えられれば、コンデンサを使わない次の方法があります。
信号源は、0Vを中心に正負に振れている信号です。ここで、単電源動作（電源の0Vは信号源の0Vとする）の
オペアンプの非反転入力端子を1/2Vccにバイアスします。これで反転入力端子電圧も
同電位となります。そうして、その反転入力端子と信号源とを抵抗器で接続するわけです。
これだけでは、出力端子電圧が正側へ振り切れてしまいますから、
反転入力端子に信号源に接続したのと同じ抵抗値の抵抗器で正電源端子へ接続します。
これで、出力電圧は1/2Vccになります。ポイントは非反転入力端子を1/2Vccにする点と、
同じ抵抗値の抵抗器です。帰還抵抗器は必要な増幅度に合わせればよいでしょう。
動作を簡単に言えば、「信号源へ流出する直流電流成分を相殺する回路を設ける」と言うことです。
もちろん、入力オフセット電圧なんかの誤差要因は考えていませんから、
別途考える必要があります。

>>6
要は AC 結合をやめて、DC 結合にしてしまえ、という意味ですね。
送り出し側の回路構成によっては、思ったように動かないかも。

＞出力変動期間を短くできないか・・
結合 C を強制的に充電する回路を組み入れる方法もあります。充電し終わったら
タイマーで元の回路接続に戻します。

2チャン、役に立つことも多いけど　怖いとこでもある。皆さん気をつけよう。

空揚げする基地外とかいるしな。

オペアンプとアンプの違いは？

Luxmanのアンプ持っている人いる？
あれすごく音いいな。
特にクラシック

音声信号（モノラル）に対してローパスフィルターをかけるのですが
シミュレーションしたところバタワースフィルターを24次位で目的の特性が得られそうです
24次なんて初めてなのですが何か問題はあるのでしょうか？

↑フィルターの要求性能をもう少し詳しく教えてもらえるとありがたいのですが。(なんか釣りっぽい)

釣りっぽいですか？
音声帯域の上の方に別の信号を入れる事になり、干渉させないよう音声帯域を広く取りたいのでこうなりました。

だーかーらー
要求される特性を示せー

と言われているにもかかわらず、具体的な数値は一切示さないのでは
釣と言われても仕方なかろー

>>14
音声帯域の上の方の「別の信号」はどうせ耳では聞こえないし、後段でまともに
増幅できないだろう。もっと次数の小さなフィルターで充分ではないのか？

いちおうあやまっときます。ごめんなさい。
「次数の小さな」とはあまり言わないね。「次数の少ない」と言うのだろうね。
「次数」は多い・少ないなんだ。「多段フィルター」という用語もあるし。

ちなみに24次っていうと、6+6+6+...... = 6×24 =　144dB/octってことですかね。
スゴイ減衰。OP AMPでできるんですかね。
すぐにスイッチ度を思い浮かべてしまいますが。

オペアンプの両電源生成にMAX232Aを使ってる回路を見た。
デジタル屋の考えは斜め上を行っててちょっと感動した。

(´-`).｡ｏO(フィルタの次数は一般的には「高」「低」。なぜなら伝達関数の次数=orderの事だから。
　　　　　　　　多段とは伝達関数で表す場合に低次項の積になっている物を指す方が一般的)

>>18
おそらく通過帯域と減衰域が接近しているのが原因。1oct離れた所は普通に出来ていれば144dBの
減衰不要なんじゃないかな…と思います。チェビシェフとか有極にすれば解決したりして。

もっともスペックも出てこないし放置するに限りますが。

＞19
別人の考えの「斜め上」を行くと、なんかいいことがあるかもね〜

フィルタの次数の数え方は、一般的には「高次」、「低次」。
なるほど、
高次　←→　低次
高い　←→　低い
多い　←→　少ない

でも、2.5 次のフィルターを作ってくれて言われると、とっても躊躇しますよ。

>>12
一般に「8次程度が、実用的なアナログフィルターの限界」とされています。
理由は、最終的な出力信号が各段に帰還されるために、一つの狂いが他段に
影響を与えるからです。この狂いには温度依存性なんかが含まれます。
1段で2次（12dB/oct）が得られるとして、24次だと12×12=144dB/octとなり、
事実上実現は不可能です。しかし、ディジタル・フィルターであれば実現可能でしょう。

>>23
＞最終的な出力信号が各段に帰還されるため・・

何か、パッシブ　フィルターのことを言っていませんか？
このスレの趣旨からして、アクティブフィルターの話だとばかり思っていました。

あ、そうなんだ。理論上・計算上、それが実現できさえすればいいんだね。それは実に簡単。

こんばんは。
初めて書かせてもらいます。
オペアンプの差動増幅回路について教えて頂きたく、質問させてください。

http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0615.gif

図のように、共通のオフセットを持たせた2つの差動増幅回路があり、
問題無く動いています。(R1=R2=R3=R4、R5=R6=R7=R8)

R9が無くても動くと思うのですが(R7>>R9です)、設計者の意図を知りたく、
R9の有無で何が違うのか、教えて頂けないでしょうか。

## 場違いでしたらスミマセン。。
## 適所を教えていただけたら幸いです。

>>26
回路の目的が解らんから何とも胃炎が、上下オペアンプのオフセットのバラツキ補正じゃないだろうか

(´-`).｡ｏO(実はタダのジャンパで、パターンがここだけクロスするから、だったりして。
　　　　　　　実際に0ohmの抵抗器が存在するし。ここ一ヶ所のために片面→両面にしたり
　　　　　　　多層基板にするとコストが…)

>>26
物理的距離の問題（ノイズなどに関わる）かもしれんよ。
�@オペアンプ入力ピンの配線は可能な限り短くしたい。
�A右上の抵抗とR5,R9の配線も短くしたい。
�Bでもオペアンプ２個の距離が離れてる。
上の条件を全て満たすために、R9を入れてR9-R7間の距離が長いのかも。

26です。
皆さんありがとうございます。

この回路はシャント抵抗の両端の電位差を検出する
電流センサのようなものです。

OPAMPは4素子入り。多層板で、配線の問題は無さそう。

自分なりに1日考えた結論としては、、
----
設計の過程で、繋がった各正端子のオフセット電流が
互いに悪さしないように分離することを考えた。

結果このような2つの差動増幅回路になって不要なもの
(R9はR7の誤差に隠れてしまうような値でした)になった。
----
という感じです。

他、まだご意見有りましたらうかがいたいです。
とりあえず、どうもありがとうございました。m(。。)m

みなさん、教えてください。

uPC1251(LM358と等価)を単電源で使用するとき、
入力の空きピン処理はどのようにしておくべきでしょうか?
　　・(+), (-)とも解放
　　・(+), (-)ともにVccかGND
　　・(+)=Vcc, (-)=GND (あるいはその逆)

また、コンパレータuPC177(LM339と等価)の場合はどうではょうか。

宜しくお願いします。

>>31
バッファ接続にして入力はGNDへ。
つーか、そういうのはデータシートに書いてある。
NECなら「オペアンプの使い方」みたいな総合資料がサイトにあるだろ。

>>26 >>30
＞繋がった各正端子のオフセット電流が互いに悪さしないように分離することを考えた。

違うと思います。それは R9 を必要とする理由になりません。

R7 >> R9 (抵抗比 >= 50 とか) なんですか？　それを言ってくれないと。
また、この回路の OP アンプは単電源動作ですか？　R9 と R7 の接続点にも何か
つながっているんですか？　R1 〜 R4 の右側にはどんな回路がありますか。
そもそもこの回路部分の目的は何だかわかっているのですか？　その辺を
聞かせてもらえないと、答えるのに困ります。
抵抗値の誤差感度を考えた設計かも知れませんし、E12 とか E24 シリーズの抵抗器で
済ませてしまう策かも知れません (R7 >> R9 なら、それはないだろうけど)。

>>26(>>30)
もう解決しているかもしれませんが、次のようなことではないでしょうか？
>30から、シャント抵抗器が差動増幅器に接続されるようですね。
しかしこの回路だと、シャント抵抗器には差動増幅回路の抵抗器に流れる電流も
重畳することになります。この電流を見かけ上取り除くための工夫ではないでしょうか？
またこの影響は僅かですから、R7≫R9なのだろうと思います。

>>26 >>34
シャント抵抗器って、まさか R9 のことですか？
そうすると、R9 と R7 の接続点に何かつながっているんですね？
(とんでもない質問のしかただと、もうもうびっくりしています。)
まあ、世の中にはいろんなこともあるさ♪

>>34、
>>35です。
R9は、シャント抵抗器そのものではないだろうと思います。
私は、「差動増幅器の2つの入力端子間にシャント抵抗器が接続されている」
と>>26さんが>>30で説明された中で読み取ったものです。つまりあの回路図には、
シャント抵抗器は描かれていません。まぁ、正確なことは>>26さんに聞いてみないと
判らないわけですが・・・
でも、回路からは、上記の理解が一般的な回路構成ですし、>>26さんの
説明も理解は出来ると思います。

>>36です。
書き出しを誤りました。
正しくは、

>>35
>>34です。

でした。すいません。

ていうかこれ普通に+入力に信号入れたら(入れるんだろうけど)
分圧しているところが振れてだめじゃん。

＞38
R1, R3 の右側は Gnd だという可能性もありますね。

>26 さんは R1=R2=R3=R4、R5=R6=R7=R8 だと言っているが、不思議に R5, R9 の接続点
につながる分圧抵抗については何も言っていない。可能性として：
　(1) 電圧源とみなしてよい。
　(2) 測定すべき電圧。ブリッジの一辺とか。
R7 と R9 の 接続点に何かつながっているのかどうかは知りません。

謎回路によくある必要ないけど何故か入ってる謎素子に1票！

謎回路で人を煙に巻く意図、というのに一票。（ふつうは釣りという）

謎回路といえば…

つttp://6403.teacup.com/teddy/img/bbs/0002417.png

誰か助けてやれ。方法は問わない。

どうしろと？

手術は成功したが、患者は死んだ。
それでは困るよね。>43 さんはそのことを言っているのだろう。

ついでに↓これも助けてやれ。もっとも簡単なオペアンプだそうだ。

　ttp://8604.teacup.com/very_first_tube_amp/img/bbs/0001949.jpg

それじゃわからん　どうすりゃいいんだ？

ここに書けばいいのか？
>>42
これは差動ACｱﾑﾌﾟだな、初段のﾊﾞｲｱｽ 8μAだから
A1887のｴﾐｯﾀｰ出力は差動で約0.3VP-Pだ
ゲインは約5倍ほど、A級動作してて入力40mVで出力90mW
負荷インピーダンスは両ｴﾐｯﾀｰ間で2Ω
電源電流は約0.3A
これでどうだ？
>>45
要求スペックを示せ、
オペアンプならDC結合カレントミラーにしてシングルエンドにすべし。

>>47
>オペアンプならDC結合カレントミラーにしてシングルエンドにすべし。

　「設計者」本人は、これを「もっとも簡単なオペアンプ
のひとつなんです」（ttp://8604.teacup.com/very_first_tube_amp/bbs,
2月 9日(木)22時28分6秒 ）と断言してまつ。

＃別にダブルエンドでもいいと思うが。

42=45=48はいちゃもんだけつけてくる池沼だからスルーよろしく！

μA709, μA741, AD797 (これって実はオリジナルがあるのかも) の回路構成を
最初に考え出したヤツ、それをホントに製品化したやつらはエライと思うよ。
それに比べれば >42, >45 の言っていることは全くのゴミだろ。

>>50
709の前に701って無かったっけ？　

>>51
ごめん。702だった。　これの改良版が709．　位相補償不要で741だったね。

uA702、あれは入出力差動で、出力電圧範囲も電源電圧に比べて小さく、あまり
実用されなかったのでは。今 Web を探しても、データシートは見つからない。
数字だけの data spec は見つかるけれど。
(電子工学系の図書館に行けばすぐに見つかるでしょう)

uA702のチップ写真
シンプルできれい
ttp://smithsonianchips.si.edu/augarten/i16.htm

uA702のデータシートってこれ？
ttp://www.alldatasheet.com/view.jsp?Searchword=UA702

>>54
わぁ、その辺からたどって、
http://proxy.f2.ymdb.yahoofs.jp/bc/51ca1d4c/bc/R/uA702.png?bcLibIEBvkisH6I4
こんなのを見つけました (一部のコピー)。でも、昔話はいいかげんにしときます。
どうも、ありがとうございました。

>>53 が言う、「uA702、あれは入出力差動で」というのは間違いでした。ごめんなさい。
uA702 の出力はシングルエンド。でもまあ、そんな昔話はいいかげんにしましょう。
同じ値の ± 電源を与えて動く OP アンプ、出力がほぼ電源電圧近くまで振れて、
積分器が手軽にできる OP アンプって、μA741 が最初でしょう。

>>52 さんが言う「位相補償不要で 741 だった」という意味と同じですね。

μA741 から AD797 までには、ずいぶん時間がかかりました。
AD797 の原型とか、類似とか、発展形とか、そういうのをご存知の方は
いらっしゃいませんか？

>>49
いや、正鵠を射たいちゃもんなら指摘されている方こそが池…

いくらなんでもあれらはひどすぎるだろう。

Ｃ級増幅出版社から出ている入門書を立ち読みしながら仕入れた
薀蓄をひけらかすスレはここですか？

>>48 は404なんだが　いいけどw

＞48
（ttp://8604.teacup.com/very_first_tube_amp/bbs,
2月 9日(木)22時28分6秒 ）と断言してまつ。

って、どんな OP アンプのことだかわかりません。

>>61
45のやつじゃね？

オペアンプでパルス駆動可能な定電流回路ってありますか。
以前FETとトランジスタで定電流回路作ったんですけどパルス駆動したら平均電流が設計電流値になってしまってえらく電流が流れてしまいました。
パルス駆動ではなくONのままだと正常に設計電流値が流れました。
電源:3〜5[V]変動
入力:MAX20[mA]
出力:100[mA]〜2[A]半固定(負荷の電圧1.25[V]付近)
パルス幅10us程度

まずオペアンプと大電流を流せるＴｒで定電流回路を組む。
そして電源〜定電流回路にトランジスタＳＷを設ければ
パルス定電流回路にならないか？

それはよくない。
スルーレイトの悪影響を最小限にするにはオペアンプの出力振幅を
少なくすることが肝心。
スイッチは普通に基準電圧の方でして、加えて電流検出抵抗を小さめにした
方がいい。

>>63
設計電流って何ですか？

>>63
あんた、プロだろ？
電流源は、趣味ではほとんど使わんからな。プロが安易に２ちゃんで聞くのか？
恥を知れ。

見てみろ、>>64-65のような勘違いをする者やら、>>66のように勘の悪い人間もいる。
こんな連中が回答するんだぞ。

自分で発生原因を推理して、その原因を潰すんだよ、プロならな。
奇遇だが、俺も電流源を作っている最中だ。
俺のは、オペアンプを使っていて、もちろんパルス駆動にも耐えられるぞ。

煽るだけで技術的に何の役にも立たないレスはいらん

>>67
プロなら定電流回路造れる位で威張るな

うちの裏に住んでいる挙動不審なニート君（学歴・職歴等一切なし）は、
今日から親戚の叔父さんの紹介で、電気工事のお手伝いに行くそうだ。
さあ、彼も今日からプロフェッショナルだ。

>>65
時間があるときにやってみます。
>>66
回路の設計時に決めた電流値です。
>>67
残念だがアマだ。

いろいろと不明な点があるので答えて貰えますか。
負荷について　抵抗負荷・誘導負荷・容量負荷　
　　　　　　　上記混合ですか？
電源変動　　　アンプも含めて使える電源が3〜５Vの
　　　　　　　範囲でふれるとゆう意味ですか？
入力max 20mA　とゆうのは電流源の出力指示がﾊﾟﾙｽ電流
　　　　　　　で与えられるとゆう事ですか？
　　　　　　　例えば0ｍA:出力0ｍA
　　　　　　　20mA：出力２Aと理解してokですか？

>>72
負荷について　　　大型のLEDですが、どの負荷に該当するのかわかりません。
電源変動について　そのとおりです。
入力信号について　電圧出力で、ソース・シンクともに20mAまでという意味です。
よろしくお願いします。

#72です
了解しました。かなり厳しい条件です。
まずオペアンプを使用するために、DC-DCｺﾝﾊﾞｰﾀで
±5Ｖor±12Ｖの電源を準備することが必要です。

+3V〜+5V電源変動がある環境で電圧３Ｖから動作する
単一電源のオペアンプ回路とゆうと凄腕のアマでもプロ
でもかなりハードルは高いので。

準備するもの
1.上記電源回路
2.２A以上流せるFET or　NPNトランジスタ
3.抵抗0.1Ω/１W程度（電流検出用の抵抗）
4.オペアンプ　GBW10MHz以上のチョット早い目のもの
接続　
1.電源（+）　　　　　---　負荷（LEDアノード）
2.負荷(LEDカソード）　---　FET ドレイン（ＴＲ：コレクタ）
3.FETソース（TR：エミッタ）---　０．１Ω
4.０．１Ω片側　　　　　　　---　０Ｖ（ＧＮＤ）
5.アンプ１出力　　　　　　---　ＦＥＴ（ＴＲ）ゲート
6.アンプ１（+）入力　　　----　入力パルス信号
7.アンプ１（-）入力　　　----　電流検出アンプ出力
8.電流検出アンプ
　　＃30の書き込みで使ったいたものと同じ方法で０．１Ω
　　の両端の電位差を検出するもの。
　　ゲインは入力パルスと同じレベルになるように設定
　　　
回路図を文章で書くのは、初めての試みで判り難いですが悪しからず。
長文失礼しました。

#72です
検索してみたらいいのがありましたので＃７４は電源のところのみを参考に
してください。
2/3ページのＲＬを0.1Ωにすれば0.2Ｖで２Ａになりますね。

ttp://www.hpk.co.jp/Jpn/products/ssd/pdf/led/led_technical_information.pdf

>>74-75
ありがとうございます。
質問があるのですが、単電源タイプを3Vで使用するのがなぜハードルが高いのかを教えてください。

つ[電源レール]

微小電流の計測回路なのですが、基板実装時には
リード部品がいいのでしょうか？
それともチップ部品の方がいいのでしょうか？

>>78
テフロン・スタンドなどを使って空中配線するんだったら圧倒的にリード付き！

>>79
ありがとうございます
入り口は空中配線です。

周辺回路の抵抗類もリードのほうがいいんですかね？

（ハイパーターミナル）PC-ADM232-PIC-12bitADC-LMC662-LM35DZ（外気温）

LM35の値をOPアンプで10倍に非反転増幅、4096の解像度で分解後、
ハイパーターミナルで読み取っているのですが、
値が安定しません。
こんななもんなんでしょうか？

OPアンプをはじめて使うんで妥当な誤差というものがいまいちピンときません。
アナログ部分は教科書通りの単純な回路にしましたが
もうちょっと安定して欲しいところなんです。

ちなみに100msごとに読み込んだデータは↓のような感じです。
1530,1531,1526,1523,1529,1528,1527,1523,1527,1531,1524,1525,1530,1530,1524,1528,1526,1525,1528,1529,1529,1529,1524,1527,1526,1532,1527,1527,1528,1529,1529,1525,1524,1528,1527,1532,1524,1526,1529,1528,1525,1524,1524,1526,1529,1525,1530,1527,

画面が真っ白になったから、何が起こったかと思った。数字列が原因だったのね。

>>81
たしかに、バラツキが大きいですね。原因は複数考えることができます。
とりあえず、0.1μF程度（1μFとかでもOK）の無極性のコンデンサ（セラミックやフィルム系でOK）を
出力-反転入力端子間に入れてみてください。ちょうど帰還抵抗器と
並列に接続される形です。それでデータを取ってみてください。
おそらく、バラツキが小さくなると思います。もし、ばらつきに変化が無い場合には、
もう少し動作環境なんかを伺うことになると思います。

>>82

どうもです。
帰還抵抗と並列ですね。
やってみます(｀･ω･´)ｼｬｷｰﾝｼｬｷｰﾝ
結果が判り次第、御報告します。

>>63
LEDの駆動であれば、トランジスタで定電流源を作ったほうが良いように思います。
LEDの駆動であれば、それほどの精度は要らないでしょう？
Trに2SA1015や2SC1815を使って
エミッタ-GND間に、0.7/I(Iは希望する最大電流)で計算される抵抗器を挿入します。
20mAであれば、0.7/20e-3=35Ωですから、E24系列から36Ωでよいでしょう。
ベース-GND間には、1N4148(IS1588とかでもOK)を2本順方向に接続します。このダイオードの
電圧のうち1本分が36Ωの両端電圧となりますから、36Ωには20mAが通じるわけです。
この電流はエミッタ電流ですから、コレクタ電流もほぼエミッタ電流と同じ20mAが流れます。
コレクタと電源間に、LEDを接続すればLEDには20mAが通じるわけです。
ベース-電源間には、3V時に1mA程度の電流を通じるとして、(3-1.4)/1e-3=1.6KΩを接続します。
LEDを0mAと20mAの二通りの電流で駆動する（パルス駆動）のでしょうから、
このTrのベース-GND間に、別のTrをオープンコレクタのような形で接続します。
このオープンコレクタをON/OFFすれば、ベース電圧が1.4V-0Vと変化しますから、
LEDが規定の電流で点滅することになるわけです。

この方が簡単・確実で良いと思います。

>>81でつ。
手元にあった１.５μＦのｾﾗﾐｯｸｺﾝﾃﾞﾝｻを帰還抵抗と並列にいれてみました。
結果
ｷﾀ━━━━(ﾟ∀ﾟ)━━━━!!!!

かなり改善されました。値は↓
1830,1830,1830,1830,1830,1829,1830,1831,1830,1831,1830,1831,1830,1831,
1831,1830,1831,1832,1831,1831,1831,1831,1831,1832,1831,1831,1832,1832,
1832,1832,1831,1831,1830,1832,1830,1832,1831,1830,1830,1831,1830,1831,
1830,1831,1831,1830,1831,1830,1830,1831

まだ、多少のブレはありますが、
かなりｲｲ感じです。

あとはソフトウエアの処理で安定化させればいいのかな。
とにかく一歩前進!!　(・∀・)82ﾀｿｱﾘｶﾞ�d!!

>>85
>>82です。
よかったですね。大体その程度のばらつき（数LSB程度のふらつき）を
説明の目標にしていました。それ以上を期待する場合には、基板なんかのレイアウトであるとか、
デカップリングであるとかの細かな点をつめる必要があります。
しかしそこまで行くと、掲示板で説明できる範囲を超えるように思います。

簡単に「なぜ、ふらつきが減ったのか？」を直感で分かるレベルで説明しておきます。
帰還抵抗器にコンデンサを並列に接続したことで、高域では帰還抵抗器よりもコンデンサの
インピーダンスが低くなりますから、高域で利得が減るわけです（理想的には、
G=1に漸近します）。つまり10倍の非反転増幅器であると聞いていましたので、
コンデンサを接続すると高域の雑音が最大1/10まで減衰するわけです。
その結果、雑音レベルが低下して、ふらつきが小さくなったわけです。

>>80
入力回路以外は気遣い必要なし。
でもよくある事例でオペアンプの入力ピンが基板にささったままだったり、ガードリングを
設けていても、両面基板で裏が対策無しだったり（ベタアースになっていたのもあった）。

>>85-86
LMC662は負荷容量に弱いので、結構簡単に発振する。
それで値がフラフラしているものと桃割れ。

なので対策としては既出の帰還容量付加が効果的だし、
さらに出力に10Ω程度挿入しておけば完璧かと。

あとLM35〜LMC662の線路長が長いと誘導ノイズによりふらつくので、
データシートにあるように電源にパスコン、出力に1uF-75Ωダンパを
入れておくと耐ノイズ性が向上する。

>>88-89
>>86です。
私にはあなたのご指導は必要がありませんが、>>85さんへご指導されるおつもりがあるのであれば、
「その発振は、>85さんの立場でどのようにして確認するべきか？」であるとか、
「どの範囲にあれば問題が無く、どの範囲から外れれば問題があると考えるべきなのか？」や、
できれば「それはなぜなのか？」であるとか、その原因から出発して
「どうすれば、解決できるのか？」などのご解説を合わせてしていただいたほうが
良いように思います。つまり、>85さんのレベルに合わせて、あなたのお考えになっている
ことを>85さんに伝えて、現実的な時間の範囲内で現実的な回答を与えるわけです。
もちろんあなたのご対応については、私は傍観者として楽しませていただきます。
例えば、「>>88-89さんのご意見>86が右往左往することはしない」と言うことであり、
>>88-89さんのご持論で>85さんが満足するような方向に導けばよいわけです。

>>88-89さん、お後をよろしくお願いしま〜す！

>>86
またまた解説ｱﾘｶﾞﾄｳございまつ(ﾟ∀ﾟ)
ＰＣが火を吹くほど精読しましたよ。

PICとかのデジタル回路は後関さんの本とかトラ技とかのバックナンバー読み漁って、
独学でなんとかなったんですが、アナログ回路はｻﾊﾟｰﾘだったんですよ。
分からなくてもせめて形だけでもと実際に作ってみたんですが、
ﾄﾗ技5年分ぐらいのバックナンバー程度じゃ手も足もでらんかったとでつ・ﾟ・(つД｀)
いやぁ勉強になりました。


>>88
おおぉ。
またまたネ申の啓示が。
LMC662の出力とADCのアナログ入力の間に10Ωですね。
やってみます(｀･ω･´)ｼｬｷｰﾝ

>>89
ADコンバーターとLMC662、LM35は秋月のBタイプユニバーサル基盤に載せてます。
LM35とLMC662の距離は２�a程度ですが、それでも効果ありますかね。
とにかくやってみます(｀･ω･´)ｼｬｷｰﾝｼｬｷｰﾝ
つうか1uF-75Ωダンパってなんですか＿|￣|○　　

>>90
いままで荒れたｽﾚばかりに住んでいたんで、
こんな優しい方がいらっしゃるとは泣けてきまつ｡･ﾟ･(ﾉД`)･ﾟ･｡

LM35→LMC662出力のブレ（発振？）を止めるという方向での、
キーワードをもらえたという点で十分嬉しいです。
もちろん、私の理解度の遥か先の知識かもしれませんが、それでも
莫大なアナログ回路の情報の海から私の必要であろうものに絞りをかけれる点で、
十分に足がかりになりますしね。

もっと安定させたいという欲がでてきたのも事実ですし、
いろいろと試行錯誤してみようかなと。
(ﾟдﾟ)ｳﾏｰ　な結果が出たらまたご報告しますね。

＞92
アナログフィルターだけでは物足りないなら、たとえば 10ms ごとに 10 回
サンプリングして平均を得る (100ms ごとに１データ) という方法もありますよ。

こんなの見つけた。昔どこかで同じような計算式を見た覚えがあるが、ここは Java で計算までしてくれる。
ttp://www.analog.com/Analog_Root/static/techSupport/designTools/interactiveTools/stability/stability.html

>>93
VBでそんな受信ソフト作ってる最中です(ﾟ∀ﾟ)

20回分の受信データを配列に格納し、
ソートして上2つと下2つの値を捨てて
配列の(2)〜(17)の平均を取るという方法で出力しています。

OPアンプの発振がもう少し収まったら、
サンプリング数も少なくてすむし、
スッキリして気持ちよくなるんですけどね。

つうかｵﾄｺなら小細工せずに発振止めろ!!って思ってるんですけどね＿|￣|○　　

>>95
＞OPアンプの発振がもう少し収まったら

えっ、OP アンプが発振してるんですか〜　そりゃ困ったね。まずそれを止めなくては。
（何か別の現象を「OP アンプの発振」と勘違いしている可能性はありそうだけど）

>88がそういったからだろう。
そしてオシロがないから確かめるすべがないと。

まあそうだな。増幅器を作ろうとすると発振器が出来てしまう。
発振器を作ろうとすると、発振しないか、さもなくば、とんでもない
周波数で変てこりんに発振してしまう。このことは、マーフィーの法則
（Murphy's law）としてよく知られている。

>>95
OP周辺回路をさらせ！

>>95,99
たぶん、見る人が見ればトンでもないことをやっているのだけれど、
そのことを当人は重要でないとみなしている。
当人は「これで普通・平気」だと思い込んでいる部分に問題があるのではないかな。
だから、問題点がなかなかわからない。そういう傾向はあるような。

>>85
>>82です。
「おそらく、発振はしていないだろう」と私は思っています。本当は、種をまいた
>>88さんに説明してもらいたいところですが、まぁ無理でしょうから・・・
理由は、次の通りです。
確かに、LM35は発振することがあります。「もし発振していたら」と仮定すると、
おそらくあなたが>>81に書き込んだ数値以上のふらつきを生じると思います。
ざっと見たところ>81の数値の幅は、8LSB(1LSBは、AD変換結果の1のことです)程度です。
ADCが12Bitですから8/4096=1/512と言うことになります。これが何mVに相当しますか？
LM35が発振した場合、おそらくこれ以上の振幅となり、AD変換結果では数百LSBなどの
ふらつきになるだろうと思います。しかし実際には僅か8LSB程度です。この場合、
例えば「ディジタル系の雑音がLM35やオペアンプ回路に回りこんで、その雑音がAD変換結果に
反映されている」と考える方が自然です。
どうしても気になれば、LM35を外して、オペアンプの非反転入力端子に抵抗で分圧した入力信号で
AD変換してみればよいわけです。おそらくLM35の有無による変化は僅少であろうと思います。
つまり、「LM35が、原因でのふらつきではない」と言い得るわけです。
12BitのADCをユニバーサル基板で使われているようであり、失礼ですが
ミックスド・シグナル信号処理の経験もあまりお持ちではないと思います。
この場合に、ふらつきの無いハードウエアを自力で作り上げることは困難です。
このふらつきの無い領域を目指すためには、私が>>86にも書いたように
基板のレイアウトなんかが重要なファクターとなります。私は、現状の下で
今進めているソフトウエアでの雑音低減技法が現実的な選択肢であると思います。
>>95の書き込みからは、多少複雑な方法を採用されているようですが、
私は単純な「移動平均」が良いと思います。移動平均と言っても、平均化処理は
せずに加算結果をそのままAD変換値として扱うわけです。割り算が必要な
平均化処理をしなければならない特別な理由はそれほど無いでしょう？
例えば、10サンプルの移動平均は次のようにします。最初の10サンプルは
イニシャルルーチンに組み込んで10サンプルのデータをそれぞれメモリー上に格納します。
もうひとつ、サンプルを読み込む際に同時にデータの加算を実行しておきます。
11番目のサンプルが来たら、1番目のデータを加算値から差し引いて、11番目のデータを
加算するわけです。そうして、1番目のデータが入っていた場所に11番目のデータを
上書きします。リングバッファのような感じにするわけです。
温度情報として使うのは加算結果です。摂氏で表現する場合には、
この加算結果から直接温度に変換する式が作れるはずですから、それで解けばよいでしょう。
このようにすれば、ご希望のシステムが出来上がると思います。

>>101
言い分がどっちかというと、短すぎてワカラン。もっと長くしゃべる術を
伝授してあげようか。はい、そこにすわって、パチリ！

OPアンプの出力とADCの間に47Ωの抵抗を入れて、
データーシートに書いてあった1uF-75Ωダンパを
LM35のOUTとGNDに入れてみました(ﾟ∀ﾟ)

で結果↓
1514,1450,1436,1448,1433,1400,1458,1445,1446,1450,1451,1431,
1457,1453,1465,1447,1470,1452,1484,1457,1495,1462,1491,1451,
1497,1451,1478,1462,1480,1451,1469,1452,1467,1451,1468,1455,
1473,1452,1463,1458,1463,1466,1470,1472,1472,1479,1474,1487,
1473,1499,1473,1503,1473,1514,1486,1511,1475,1491,1483,1499,
1479,1500,1484,1502,1489,1500,1492,1504,1493,1507,1494,1506,
1504,1505,1511,1512,1519,1507,1523,1510,

(ﾟДﾟ)ﾊｧ?
前より悪くなってますやん＿|￣|○　　
どういうことでつかこれは？

んで、試行錯誤してみて、
どうやら1uF-75Ωダンパを切ったら↓な値になったんだす。

1340,1339,1340,1339,1339,1339,1339,1339,1339,1339,1340,1339,
1339,1339,1340,1340,1339,1339,1340,1339,1340,1339,1339,1339,
1339,1340,1339,1339,1339,1339,1339,1339,1339,1339,1339,1339,
1339,1339,1339,1339,1339,1339,1339,1339,1338,1339,1339,1339,
1339,1339,1339,1339,1339,1339,1340,1340,1339,1340,1340,1339,
1339,1339,1340,1339,1340,

なんかかなりｲｲ感じですよこれは。
つうか、1uF-75Ωダンパ(ﾟ�听)ｲﾗﾈってことなのか。
繋げ方間違ったのかなぁ。
コンデンサって電源とGNDの間につけるおまじないていどの理解しかしてない、
漏れにはちと厳しかったってことなんでしょうねぇorz

でもまぁ、今の値かなりｲｲ感じがするんですけど、
結果オーライってことで、及第点もらえますかね？

>>96
OPアンプの発振って意味違うんですか？？？
自信を持って、自信無い使い方してたと断言できます!!
って自慢してもいみねぇ･･･orz

>>97
えぇぇオシロ持ってないってなんで判るんですか？
一応、秋月の↓とか買おうかなぁなんて思ってるんですけどねぇ。
ttp://akizukidenshi.com/catalog/items2.php?c=bonus&s=popularity&p=1&r=1&page=#M-00556

>>99
ごくごく普通だと思うんですが･･･、
見てもらえますか？

>>101
専門家の再登場ｷﾀ━━━━(ﾟ∀ﾟ)━━━━!!!!
すいません、理解するのに時間がかかります。
もうちょっと精読させてください･･････orz

>>103
LM35の直列ダンパはデータシートにも書いてあるように「配線が長い」条件で
誘導ノイズが多いときに効く対策ではないかと思われます。

自分の過去の経験では、配線長が30cmくらいの回路組んでドライヤーで
温風あてたらモータノイズ拾って出力が出鱈目になったことがありました。
で、ダンパー入れると正常に動くようになりました。

>>104
＞つうか、1uF-75Ωダンパ(ﾟ�听)ｲﾗﾈってことなのか。

それだけじゃ何ともいえません。というか、どんな実装をしているのか、
それを見せてもらえれば、少しは何とかいえるかも。

(1uF-75Ωダンパーが要るほど、ひどい実装方法をしているのか、それを
見極めたいヤジウマ根性のひとがいるだけですよ。ご安心あれ。)

1uF-75Ωじゃ重過ぎやで、そいで発振したゆうこっちゃ。

なぜ７５Ωなのかと問われれば、同軸船のインピーダンスが・・・
これじゃ説得力ないね。

>>85
10万円近い出費をするのなら、もうちょっと出してアジレントがお勧めです↓。
ttp://www.home.agilent.com/cgi-bin/pub/agilent/Product/cp_Product.jsp?NAV_ID=-536898067.0.00&LANGUAGE_CODE=jpn&CONTENT_KEY=1000003120%3aepsg%3apgr&ID=1000003120%3aepsg%3apgr&COUNTRY_CODE=JP

>>101
こりゃｶﾅｰﾘ勉強になりますたよ⊂⌒~⊃｡Д｡)⊃　　
特にこの辺↓や

>「ディジタル系の雑音がLM35やオペアンプ回路に回りこんで、その雑音がAD変換結果に
>反映されている」と考える方が自然です。

このへんとか↓目からｳﾛｺでつよ。
つうか、自分だったら100年たっても思いつかん発想でつ(ﾟ∀ﾟ)

>移動平均と言っても、平均化処理は せずに加算結果をそのままAD変換値として扱うわけです。

その場合、配列をトコロテンのように一個づつ動さないかんけど、
アルゴリズムどうなるん？？？なんて考えてたんですが、
リングバッファでｸﾞｸﾞったら、これがまた(*ﾟ∀ﾟ)=3ﾊｧﾊｧする概念なんですよ。
コンピューターの真骨頂って感じで萌え萌えでつ(ﾟ∀ﾟ)

今の基板はこんな感じでつ。
なんか(ﾟдﾟ)ﾏｽﾞｰな事やってますかね。
抵抗は2kΩと15kΩ+10ｋΩのボリューム抵抗でつ。
表
ttp://kjm.kir.jp/pc/img/21381.jpg
ｳﾗ
http://kjm.kir.jp/pc/img/21382.jpg

>>106　>>107　>>108

このへんがｻﾊﾟｰﾘわからんとでつよ・ﾟ・(つД｀)・ﾟ・

コンデンサって電気のダムらしいんですが、
例えば、多摩川に三峡ダムみたいな巨大なダムつけて、
かえって流量が安定しないとか無いはずじゃないですか。

コンデンサも多い分には問題ない気がするんですが、
こう現実を突きつけられると、
どうやら容量が大事らしいというところまではなんとなくわかるんですけどそっから先が･･･orz

>>112
青いのがパスコンなら、役目を果たしてないね。
最短距離で実装せよ。
電源ピンの隣の穴くらいに配置すべきですね。

>>112
思いっきりやってる。one eyeで大爆笑問題。

多摩川のダムを仙台とか大阪に作ってる感じだな。

>役目を果たしてないね。

＿|￣|○　
もっと足を短くしなきゃいかんちゅうことですか？

>>115
どのへんが大爆笑なのかをもうちょっと教えてもらえると助かるんですが。

>>116
場所が違うってこと？

ちなみに、>>104で書いたように、
右上のコンデンサはふらつきが凄かったのでラインをニッパで切断しています。
LM35のOUTとGNDの間につける抵抗とコンデンサを
短くして接続すれば(・∀・)ｲｲってことですか？

っていうかパスコンが無い気がする・・・

パスコンなんて飾りです。偉いh(ry

>>117

全部の書き込みを読まずにレスするのも申し訳ないんだが
まずは回路図をupしてほしい。

画像の中にはコンデンサも見えるけど、それらが
「パスコン」にも見えるし、そうじゃないようにも見える。
それから、そもそも「パスコン」の意味や機能を
理解しているかな？

さらに、「OPアンプの発振」の意味を理解しているのかな？
もちろん、意図的にOPアンプを発振させたうえでの用途は
多いけどね。

それから、いらぬお節介と怒られるだろうけど・・・
画像を拝見したが、抵抗やコンデンサの足が長すぎる。
さらに、これらの抵抗やコンデンサを基板に半田付けして
そこから被覆線を延ばしてICソケットに半田付けしているようだけど
これも困る。
配線が長くなると、単なる線ではなくコイルと考えるべきで
コイルと、その周囲の部品次第で、ノイズ発生器あるいは
ノイズ収集アンテナになっちゃいますよ。

>>91で、トラ技バックナンバーを御読みの旨が述べられているけど
最近のトラ技なら、実態配線の画像が掲載されることも多いから
これをじっくり眺めるべし。

基板上に｢無駄の無い回路図を描く｣ような気持ちで
あるいは、基板裏のICソケットのピンに部品を「じか付け」
する気持ちで配置すると、部品の足は短く出来るよ。

それから、繰り返しになるけど、回路図upたのむ。

状況だけ聞いて発振してるだのしてないだの議論するより、現場でオシロ波形
見ればすぐ原因が判るんだよなぁ・・・

ここ数日のやり取りが、トラブル発生時の我が職場のようで鬱になった・・・

>>103-104 で重過ぎ発振がはっきりしてるのになんでみんなわかんないﾝ？　ﾌｼｷﾞﾀﾞw

みなさん漏れみたいなｳﾞｧｶに付き合ってくれてありがとう｡･ﾟ･(ﾉД`)･ﾟ･｡　
これでも頑張ってるんでもうちょっと教えてください。


> それから、そもそも「パスコン」の意味や機能を 理解しているかな？

全然判んないです＿|￣|○
コンデンサの解説って初心者向けは種類の説明ばかりだし、
上級者向けは意味不明な数式のオンパレードだし、
その中間あたりが欲しいんですけどね。
なかなか無いっす。


>さらに、「OPアンプの発振」の意味を理解しているのかな？

( ﾟдﾟ)ﾎﾟｶｰﾝ
Wikipedia程度の知識に実戦経験ゼロ。
つうか、今回が始めてのオペアンプ回路でつ(ﾟ∀ﾟ)


>抵抗やコンデンサの足が長すぎる。

十分短いと思ってたんですが......＿|￣|○
足ってギリギリまで短くするのがﾃﾞﾌｫなんですかね。


>そこから被覆線を延ばしてICソケットに半田付けしているようだけど これも困る。

ええぇぇぇぇぇぇぇぇぇぇぇ？
被覆線がダメだったら、どうやって配線すればいいんですか????

>>121

回路図UPしました(ﾟ∀ﾟ)
とりあえず、AD変換部のとこだけでいいですかね。
コンデンサと47オームの抵抗は、アドバイスもらって後から入れたやつです。

ttp://kjm.kir.jp/pc/img/21539.gif

コンデンサ（ﾊﾟｽｺﾝ?）を短くしました(ﾟ∀ﾟ)
んで、さんざん言われた重すぎるダンパをｱﾎﾟｰﾝした改良型基板１号を漏らします。

http://kjm.kir.jp/pc/img/21541.jpg

んで、結果。
1402,1402,1401,1402,1402,1402,1401,1402,1402,1402,1402,1401,1402,
1401,1402,1402,1401,1401,1402,1402,1401,1402,1402,1401,1401,1401,
1401,1401,1401,1402,1401,1402,1401,1401,1401,1401,1401,1401,1401,
1401,1401,1401,1401,1401,1401,1401,1401,1402,1401,1401,1402,1402,
1401,1401,1401,1401,1401,

>>104
のときより気持ち安定たか...........な。

やっぱりパスコンないじゃんｗ

アンプにもADCにもADCのVrefにもパスコンなしで
1LSB以内の変動なんだから超上等な結果だと思う。
いったいどんだけゆっくり読んでるんだ。

>>85
君はもうここの堂守りとして就任してくれ。
私たちは、君のような人材を待っていた。待ち望んでいたんだ。
ビッグコミック連載中の唐沢なをきのパスコンヲタ向け４コマ
漫画に出てくる課長を見ているのと同じくらい癒される。

>>128
100msおきだって。

>>85
皆さんが「パスコン」と言われているのは、「電源デカップル・コンデンサ」
と呼ばれるコンデンサのことです。マイクロチップのデータシートのFiguren 6-3などに
ttp://ww1.microchip.com/downloads/en/DeviceDoc/21298c.pdf
電源やVrefとGND間に1μFやら10μFやらが入っているでしょう？
皆さんは「これらが無い」と言われているわけです。>>128さんは「これらが無くて、
その結果なら上等だ」と言われているわけです。私もそう思います。
これらのコンデンサはオペアンプにも必要です。それぞれのデータシートに書かれている
回路図からこれらの値を読み取って、取り付けることを勧めます。
取り付け終わったら、ハードウエアはこれくらいにして、データ収集ソフトの作成に
専念された方が良いと思います。キリがありませんからね。

大ﾊｹｰﾝ Y⌒Y⌒Y⌒Y⌒Y⌒Y⌒(｡A｡)!!!!!!

ﾊﾟｽｺﾝてｺﾝﾃﾞﾝｻの名前じゃねぇ、使い方の名前だ!!!!!
どんなに探しても売ってないはずだよ(ﾉ∀`)

つうかおかしいよ。
ﾊﾟｽｺﾝっていかにもｺﾝﾃﾞﾝｻの名前みたいじゃん。
ﾊﾞﾘｺﾝとかに名前似てるし。
紛らわしいよったく。

つうことで、ﾊﾟｽｺﾝってのは端子の直近（7mm以内）に付ける
0.1uFぐらいのｾﾗﾐｯｸｺﾝﾃﾞﾝｻって理解でOKですかね。
あと、ﾄﾗ技のﾊﾞｯｸﾅﾝﾊﾞｰ読んでたら、
ｾﾗﾐｯｸｺﾝﾃﾞﾝｻは大雑把な回路でしか使い物にならないって
あったのが禿しく気になっとります。

つうことで対ﾉｲｽﾞ性を強化し大気圏突入も可能になった
初号機改良弐型の図面ｱﾌﾟｰしまつ(ﾟ∀ﾟ)

ttp://kjm.kir.jp/pc/img/21723.gif

C5の電解ｺﾝﾃﾞﾝｻはもっと小さい奴が正式らしいんだけど、
手持ちのいちばん小さいのが1000uF........＿|￣|○
大丈夫ですよね。

電源はどんなの使ってる？　それによっちゃ1000uFでか過ぎのことも。
回路図何で書いてる？　見易くきれいだおしえれ。

>>133
C1は0.001uくらいで十分。
LMC662の6と7は結んで、5はアース汁。
R2とC1のつながっているポイントは、R1の後ろから戻すほうが何かとよい。
LM35とLMC662が近ければR4は不要でしょう。

>>128

えぇぇぇ実は（・∀・）ｲｲ!!結果なんですか?
つうか初めて好意的な評価もらったよ　｡･ﾟ･(ﾉ∀`)･ﾟ･｡
読んでる間隔は100msです。
目測よりも遥かに速いんで、
一応、頭の中では、「幻の超高速ADヘんかぁぁぁぁぁぁぁぁぁぁぁぁん!!!」
って思ってるんですが、
もしかしてﾑﾁｬ遅いんですか?

>>129
ﾑﾘﾎﾟ
そんな知識どこ探してもありませんぜ。
そういや、ﾔﾌｵｸでﾄﾗｷﾞの1995年ﾊﾞｯｸﾅﾝﾊﾞｰGet!!!
こうしてみると、昔のﾄﾗｷﾞのほうがアナログ回路は親切ですなぁ。


>>131
よくわかりましたよ（・∀・）
今まで、ﾃﾞｰﾀｰｼｰﾄなんてピン配列のところしか意味が分からなかったんですよね。
後のほうって抽象的で変な図ばかりだし。
今になってみると、あーそういうことねって感じでつ。
一応、>>115みたいな指摘を受けないﾚﾍﾞﾙを目指して待つ（・∀・）

>>134

水魚堂というやつでつ（・∀・）
今回、初めて回路図なるものを書いたんですが、
「回路図エディタ」でググったら最初に出てきたんで
何の疑問も持たず使っとります。
電源はNECの7805という三端子レギュレーターです。
ACアダプタは秋月で買った９V1.3Aのやつでつ。

>>135
ｽｹﾞｰ勉強になりまつ。
ｵﾍﾟｱﾝﾌﾟの空端子ってどうしたもんか良くわかんなかったんでつ。
PICみたいにプルアップとかしなきゃいかんちゃうかなって感じで。
それじゃ、ADCの空いたアナログ端子もGNDに繋げてｲｲですかね？

R4って要らないんですか？
なんかの記事で、ｵﾍﾟｱﾝﾌﾟの-と+に等価の抵抗を入れなきゃダメみたいなことが書いてあった
気がしたんで入れとったんですが。

>R2とC1のつながっているポイントは、R1の後ろから戻すほうが何かとよい。
↑これってこういうことですかねぇ？禿しく自信が無い......＿|￣|○
ttp://kjm.kir.jp/pc/img/21729.gif

>>137
> R4って要らないんですか？
R4が必要なのはバイポーラのオペアンプ(4558など)でオフセット補償されていない場合。
LMC662はCMOSなので必要なし。

> >R2とC1のつながっているポイントは、R1の後ろから戻すほうが何かとよい。
今回は後ろがADコンバータなので負荷が軽いからどうでもよいけど、
重い負荷の場合はR4で出力が下がってしまう。
それで帰還をR4の後ろからとれば、出力電圧が意図したものになる。
また、容量性の負荷がつながった場合にオペアンプの動作が不安定になるが、
R4を入れることにより影響を少なくできる。
この場合、C1のみはオペアンプ直から帰還したほうがよい。
今回の用途の場合は、どーでもよいレベルなので気にしなくてもよいと思う。

>>137
ttp://ww1.microchip.com/downloads/en/DeviceDoc/21298c.pdf
これの p19、Figure 6-3 は見ていないんですか？　まあ問題なく動くなら
見ていなくてもかまわないのですが。

>130,136
さすがにサンプリングレート10Hz(100ms毎)くらいに遅いと 12bit ADCでも
パスコンなしでノイズが見えないんだ。勉強になった。
それと、えっと、逐次変換ADC で 100ms毎ってむちゃ低速の部類だから >136
つーか、このハードでも 0.1ms毎で動かそうと思えば動かせるくらい余裕が
あるんじゃなかろうか。

>135
C1 は発振止めだけでなく積極的に 100Hz 位の LPF を構成して
ノイズカットにもなってる気がするので、
小さくして結果は悪くなったりしないかな。

>>140
10bitでは？

>>140
>さすがにサンプリングレート10Hz(100ms毎)くらいに遅いと 12bit ADCでも
>パスコンなしでノイズが見えないんだ。勉強になった。

この場合、サンプリングレートと雑音が思ったより小さいことは、関係がないと思います。
おそらく、ICに恵まれたんでしょう。デカップリングをしないと、同一製品のICでも、
雑音の現れ方には差が生じますからね。逐次でデカップリングがないと、誤動作の
可能性が考えられるから、サンプリングレートに関わらずデカップリングはした方が
良いと思います。

＞142 さんの言うことは至極もっともですね。
「逐次比較型の A/D 変換器にはサンプルアンドホールド回路が必要で・・・
変換中は・・・ が ±1/2 LSB 以内に収まっていないと・・・」ということなんです。
まずその論理的帰結、それに加えてバイパスコンデンサーとそれはどういう関係が
あるのか、ということを長々と説明する必要がありそうですね。

85でつ(ﾟ∀ﾟ)
あれからいろいろと回路をいじってみまつた。

>>138
なるほど。
ﾊｲﾎﾟｰﾗにオフセット補償でつか。
新しいｷｰﾜｰﾄﾞですね。
ちっとググって調べます(ﾟ∀ﾟ)
それにしてもここの住人さんたちは超ﾚﾍﾞﾙ高いっすよね。

>>139
えぇぇぇ。
一応、データーシートを見てあの回路図になったんですが...............＿|￣|○
C4を１uFに汁!!ってことですかね。
つうか、ｺﾝﾃﾞﾝｻの容量と動作の相関関係がいまいち判んない.＿|￣|......○
ｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽって超難しくないですか。

>>140
0.1msってCDのｻﾝﾌﾟﾘﾝｸﾞﾚｰﾄに近いですよね。
漏れの回路でもCDを越えるのかってことで、
やってみました(ﾟ∀ﾟ)

結果。
ｼﾘｱﾙ通信の速度が9600bpsじゃどうしようもないことが判明･･･orz
max38400でも、10ms間隔ぐらいが限界のようでした。

>>141
MCP3204は12Bitでつ(ﾟ∀ﾟ)

>>142、143
( ﾟдﾟ)ﾎﾟｶｰﾝ
ただ、いろいろ試しているうちに、
帰還抵抗と並列にいれたｺﾝﾃﾞﾝｻがいちばん肝要っぽいってことは判りました。
あるのとないとではぜんぜん値が違います。
後のｺﾝﾃﾞﾝｻの効果はいまいち体感できん範囲でした。
ｵｼﾛとかあると判るんでしょうが、まだまだそのﾚﾍﾞﾙじゃないし。
無いと禿しく怒られるからあった方がいいのかーっといったﾚﾍﾞﾙでつ。

いろいろいじって今の回路は↓見たいな感じです。
ttp://kjm.kir.jp/pc/img/22285.gif
C1→0.1uFに変更
C4→1uFに変更
ｵﾍﾟｱﾝﾌﾟ、ADCの未使用ピンをGNDに落とす。

配線上の制約、手持ちパーツの制約から、
アドバス全部は反映させることが出来ませんでした。
すいません。

このハードウエアで、10msごとに読み込んでます。
これで10回中違う値がでるのは3回以下です。
この生データを、VBで作ったソフトで200msごとに平均をとって、
値を吐き出しています。
これで値はかなり安定しています。
かなりｲｲ感じだと思っております。
みんなありがとう!!

春だな。さあ、種まきに精を出すんだ。

85です。
いろいろ試していて、
数値の値がちょっと気になったんですが、
LM35とｵﾍﾟｱﾝﾌﾟの間の抵抗は不要というアドバイスをもらって、
あるのとないのを試してみたんです。
そしたら、ほとんど差はないのですが、
抵抗があるほうが心持安定するような気もします。
これって単に気のせいですかねぇ。
こっから先は、漏れのﾚﾍﾞﾙのはるか天空であることは分かってるんですが、
ちょっと気になったもので･･･。

>>146
漏れ今不思議なオレンジ食べてるんだけど、これが日本のみかんの
ような感じで、さらにすっぱさがきいてて実にウマイ！そこで吐き
出した種を撒こうと思っているんだが、今の時期が、冷凍みかん、
冷凍みかん、冷凍みかん、調度いい、だろうか？

理由も無く age るな。

>>147(>85)
>>88さんのアドバイスが、47Ωのきっかけであろうと思います。
要・不要の結論は、不要です。>>88さんは、「ふらつきはLM35の発振に起因している」
とした前提に基づいています。本当に発振していれば、直列抵抗器はその抑制に
効果があります。しかしあなたが追いかけているふらつきは、発振によるものでは
ないはずです。つまり「発振していなければ、47Ωは不要である」とした論理になるわけです。
余計なものは外した方がいいです。
またふらつきは現状の実装状態で深追いをするよりも、「実使用上、問題にならないふらつき
であれば、あきらめる」ことも良い選択肢だと思います。実使用上問題になる場合には、
47Ωを1KΩ程度に交換して、MCP3204のアナログ入力とAGND間に0.1μF程度の
コンデンサを入れると、更に安定するだろうと思います。この場合、帯域幅が犠牲に
なりますが、温度測定であれば問題は無いでしょう。

>>146
その前に剪定やれよ

>>150
いつも超詳細な解説ありがとうございまつ（・∀・)
文章の迫力から専門家の凄みを感じさせられて、
いつもﾄﾞｷﾄﾞｷしながら読んでまつ(ﾟ∀ﾟ)

とにかく、47Ωがあるのとないのとで違いを観察してみます(｀･ω･´)ｼｬｷｰﾝｼｬｷｰﾝ
あとパスコンも。

ﾄﾗ技のﾊﾞｯｸﾅﾝﾊﾞｰを読んでも思うのですが、
なぜこの場所に抵抗が必要なのか、
なぜこの値なのか、
アナログ回路は理解のごまかしがきかないんで、
がほんとうに難しいです｡･ﾟ･(ﾉД`)

47Ωの抵抗を切りました(ﾟ∀ﾟ)

結果。
47Ωつき
1477,1478,1477,1478,1478,1478,1478,1477,1477,1478,1477,1478,1477,
1477,1477,1477,1477,1478,1478,1477,1477,1477,1478,1477,1478,1477,
1477,1478,1477,1478,1477,1477,1478,1478,1477,1477,1478,1478,1477,
1478,1477,1477,1477,1478,1478,1478,1477,1478,1477,1477,1478,1477,
1478,1478,1477,1477,1477,1477,1477,1477,1476,1477,1477,1478,1477,
1478,1477,1478,1477,1478,1477,1478,1477,1477,1477,1477,1477,1477,
1477,1477,1477,1477,1477,1477,1477,1477,1478,1477,1477,1477,1477,
1477,1478,1477,1477,1477,1477,1477,1477,1477,1477,1477,1477,1477,
1477,1477,1477,1477,1477,1477,1477,1477,1478,1477,1477,1477,1477,
1478,1477,1478,1477,1477,1477,1477,1477,1477,1477,1477,1477,1478,
1477,1477,1477,1477,1477,1477,1477,1478,1477,1477,1477,1477,1477,
1477,1477,1477,1477,1477,1477,1477,1477,1477,1477,14771477,1477,
1478,1477,1477,1478,1477,

抵抗ナシの結果。
1591,1590,1591,1591,1590,1591,1590,1591,1590,1591,1590,1591,1591,
1591,1591,1591,1590,1591,1590,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,
1591,1591,1591,1590,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,
1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,
1591,1591,1591,1590,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,
1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,
1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,
1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1590,
1591,1591,1591,1591,1591,1592,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,
1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,
1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,
1592,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,
1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,1591,

ばっちり安定しとります(ﾟ∀ﾟ)
今の漏れの実力以上の結果でつよこれは。
これ以上の深追いはやめてあとはソフトの処理のほうががんがってみまつ(ﾟ∀ﾟ)

>>153
よかったですね。その判断でよいと思います。

>>150ですが、>>88さんのご意見を読み誤っていました。
>88さんは、「オペアンプ自体の発振」を懸念されていましたね。話の流れなんか
からLM35のことだと思い込んでいました。失礼しました・・・
しかし私は、「オペアンプを含めて発振はしていないはずだ」と思います。
MCP3204のデータシートのFIGURE4-1が入力回路の等価回路ですが、
ttp://ww1.microchip.com/downloads/en/DeviceDoc/21298c.pdf
この等価回路からMCP3204の入力静電容量は、7pF程度です。他の浮遊静電容量を
含めてもせいぜい15pFどまりでしょう。いくら発振しやすいと言っても、この程度の
静電容量で発振するようでは、「そのオペアンプは不良品」と言えます。
またご使用の回路は10倍の非反転増幅器ですから、反転入力端子への出力電圧の
電圧帰還率は0.11です。この使用条件でオペアンプが発振することは、まずありません。
>88さんが提案されている抵抗器ですが、「インピーダンスの直並列変換」が基礎になっています。
オペアンプ出力を直列抵抗器を介して静電容量に接続したときに、
これを抵抗器とコンデンサの並列回路に等価的に変換すると、抵抗器によって
静電容量が大きく減じられるとした性質があります。オペアンプ出力に
接続される静電容量は、オペアンプの出力インピーダンスとで位相回転を生じ、
オペアンプ回路を発振させることがあります。静電容量が小さくなれば、それだけ
回転する位相も小さいですから、発振せずに済むわけです。
しかしあなたの回路では、その心配は全くありません。でも、電源デカップリング・
コンデンサをつけていない場合には、全く異なったメカニズムで発振することがあります。
今後は、最初からちゃんとつけましょう。

ありがとうございます･ﾟ･(ﾉД`)･ﾟ･｡　
おかげさまですごいﾚﾍﾞﾙｱｯﾌﾟした感じです。
ずっと一人で工作してたんで、
トラブルが起きたときの勘所が全く分かんなかったんですよ。
もう、努力の方向さえ見えないみたいな感じでつた。
ここの住人さんたちのおかげで、
漏れには大ﾊｹｰﾝなことばかり。
ｱﾘｶﾞ�d
あとはソフトのほうをがんばらないかんのですが、
板が違ってきますので、名無しにもとります(ﾟ∀ﾟ)

>>85
基板を金属（アルミホイル等）でシールドすると、もっと良くなるかも？
試して欲しいなり。

他意は無いけど、老婆心ながら…
シールドするときはショートしないよう、絶縁に注意してください。

アルミホイルも燃えるんだよね…

アルミ粉は、もっと燃えやすいよ。

俺様も、燃えとるぞ！！！！

ここはやはりナトリウム粉で

ヘッドホンアンプなんてオペアンプで十分。
AV板の奴が、中開けて、部品が詰まってる詰まってる！と
何もわからずボッタクリアンプを大喜びで信仰してるのはなんで？

こんなのがいいんだってさ
ttp://page9.auctions.yahoo.co.jp/jp/auction/k29598404
これD級じゃないだろｗ

みなさん、いつも大変ためになる話をありがとうございます。
今日は質問があって書き込みます。宜しくご指導ください。

OP AMPを使って、絶対値回路を作りましたが、波形が思わしくありません。
原因は何でしょう。波形は、http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0679.pngです。
使用OP AMP　30V/us, 80MHz帯域、レールtoレール、+/-2.5V電源です。
信号は、50KHzくらいの正弦波です。
回路は、OP AMPを2個使った全波整流で、入力信号の正側半分は、
ダイオード2本とAmp1を使った半波整流出力(抵抗は100Kを使用)をゲイン1で、
負側半分は抵抗(100K2本直列)を通してゲイン0.5で、Amp2で両者を反転加算(Rf=100K)する
という、教科書通りの回路です。

まずは波形を見てください。黄色が入力信号、青が絶対値回路の出力です。
出力波形の下側の尖った2つが、あまりに負側に出っ張っているのが、取りきれないんです。
その部分は、ちょうどダイオードのスイッチングされる部分だと思うのですが、
80MHz, 30V/usのOP AMPにしては反応が遅いように感じます。
特にトリガ点(上の橙色のTマーク)から反転動作に入るまでの遅れが、約1uSもあります。
試したことは、ダイオードを変更してみました。無名の小信号ダイオードと
1SS133(ローム、3pFmax, 3nsmax)とです。が、変化が見られません。
(Crrが関係するかと思って)
以前OP AMPをLM358とかTL071とかで実験したことがあるのですが、
まるでLM358程度の遅さです。

何か製作上のポイントなどがありましたら、ご指導ください。
宜しくお願いします。

ハハハ　100Kだからだ、1K〜3Kぐらいに汁。

いや、100Kでもいいんでない?　たかだか100KHz程度でしょ。
ダイオードが過飽和にならない分いいんでないかい。

ん　ダイオードが過飽和ってなによ？　w

なんだ、絶対値回路の話題か〜
それには江戸時代にさかのぼる歴史が・・・　←　ウソ

>>164
おそらく、>>165さんのアドバイスが的を射ていると思います。
メカニズムは、半波整流回路のリカバリーに時間を要しているものと思います。
半波整流回路はその出力電圧がゼロの半周期と、残りの半周期とでは、
オペアンプ出力電圧がダイオード2本分の電圧だけステップ状に変化します。
このステップ状の変化に対して、回路ができるだけ高速で応答しなければ、
ゼロクロス点であなたが抱えている問題を生じるわけです。一方で、
この種の絶対値回路は原理的にゼロクロス点で誤差を生じますから、
その誤差が問題なくなるほどに押さえ込む必要があるわけです。
推定メカニズムは以上のとおりですが、対策は>>165さんの言われるとおりでしょう。
GB積もしくはユニティーゲイン周波数が80MHzの高速オペアンプを
フルスピードで動作させるには、帰還回路のインピーダンスを下げる必要があります。
オペアンプの製品名が書かれていませんが、そのオペアンプのデータシートに
掲載されているアプリケーション回路の帰還抵抗器は現在ご使用の100KΩに
比べれば小さな値でしょう？
これは、浮遊静電容量との組み合わせで考えると理解しやすいと思います。
いま浮遊静電容量に5pFを見込むとします。すると、100KΩとの組み合わせで
ローパスフィルターが形成されます。このカットオフ周波数は1/(2πCR)ですから、
1/(2π*5E-12*100E3)=318KHzとなります。つまり100KΩを帰還抵抗器に選定して
浮遊静電容量が5pFだと300KHz付近がカットオフ周波数になってしまうわけです。
これは負帰還増幅器ですから、80MHzのオペアンプには帰還回路にも80MHzの
が必要です。先の式で必要な抵抗器を逆算すると、80MHzで400Ω程度になるでしょう？
このように、80MHz程度のオペアンプの帰還回路は低インピーダンスにせざるを
得ないわけです。これができない場合には、他の方法を考えるほうが良いでしょう。
例えば、小信号ショットキーダイオードを用いたブリッジ整流器などです。

>>163
PWMしたやつの振幅をボリュームで抑えて、最後リニアに増幅してる？
面妖な・・・・

アドバイスありがとうございます。
100Kを1Kにしてやってみましたが、状況は変化せずでした。
どうしてでしょうね。

>>171
回路図をUPしてみてください。できれば実装状態も。

>>171
おそらく、半波整流回路の遅延で加算時に
位相がずれるからではないでしょうか。

173の言う通りなのだが、加えて50kHzともなると
普通のスイッチングダイオードじゃなくショットキーバリアダイオードを
使わないと綺麗な波形にならないよ。

>>164,>>171
入力かOPAmpにDCオフセット何mVある？

>>163 >>170
ディジタルアンプとリニアアンプの短所を足し合わせたような構成だな。
なんでこんなアホな組み合わせにしたのか、酒を酌み交わしながら
酔ったふりしてたっぷり説教したい。

ドライバー段を電圧可変電源にしてるのは面白いと思た。
任意の多段可変電子ボリュームが作れるな。

サイトみてもユニティゲイン帯域幅とGB積の関係がいまいちよくわからない…誰か助けてくれ;;(ノ_・。)

>>171
>>169です。あまり私のアドバイスがよくなかったようですね・・・
そこで、私の方でもブレッドボードを使って実験してみました。
その結果、「あなたの回路は正常に動作しており、そんなものです」と言う結論です。
原因は、ダイオード2本分の電圧を横切る際にスルーレートによって要する時間だけ
スパイクが生じるものです。
対策は、許容誤差を明確にして、その誤差に見合うスルーレートを持つオペアンプを
採用することです。
私の実験は、オペアンプの2組の組み合わせで評価したものです。
絶対値回路は、↓と同じです。
ttp://www.nahitech.com/nahitafu/mame/mame3/abs.html
↓は、半波整流と加算回路が両者ともOP27です。回路に使用した抵抗器は10KΩ1%です。
ttp://bbs2.fc2.com/bbs/img/_23300/23230/full/23230_1145492316.png
↓は、半波整流がLM7171であり、加算回路がAD847です。これらは手持ちが1個ずつ
だったので、この組み合わせになりました。回路に使用した抵抗器は1KΩ1%です。
発振が懸念されましたが、発振せずにうまく行きました。
ttp://bbs2.fc2.com/bbs/img/_23300/23230/full/23230_1145492360.png
波形は、黄色が入力で、白が絶対値出力で、青は半波整流回路のオペアンプ出力
（半波整流回路出力ではない）です。
後者の方がずいぶんいいでしょう？
青の波形と白の波形に注目してください。私が>169で説明したように、
スパイクが立ち上がりに転じるのはダイオード2本分（青は0.5V/div）を
通過した点です。前者と後者の決定的な違いは、オペアンプのスルーレートです。
LM7171の高速性でダイオード2本分に要する時間が短くなり、スパイクの振幅が
小さく出来ているわけです。ちなみにダイオードは、1S1588です。1S1588の
データシートによれば、逆回復時間は2nsecですから、この種の問題ではなく、
ダイオードの順方向電圧の問題です。ショットキーにすれば順方向電圧を
小さく抑えられますので、スパイクをその分小さく抑えることが出来ます。
対策ですが、出来る限りスルーレートの大きなオペアンプを使用することでしょう。
それでも満足できない場合には、ブリッジを使ったり、乗算器を使ったりする
方法が考えられます。ブリッジは高インピーダンス負荷であれば、それなりに
良い選択だと思います。乗算器は、波形を+1と-1の方形波に変換する必要があることと、
高価な点が問題になるかもしれません。他にはアナデバにRMS-DCコンバーターと言う
ICがありますから、場合によっては使えるかもしれません。

標準特性が2n
完璧と思うな
LEDジャンクに気泡が入ったのあったくらいだし

>>179
この板では悪い意味で有名な人だが、人間性はおいといて
軽頭さんの本でも読むといい
http://www.cqpub.co.jp/hanbai/books/37/37481.htm

>>177
結構いろいろ工夫して仕込んでるんだよな。
でもそれをなぜ最後にリニア増幅してしまうんだろう。

みなさん、コメントありがとうございます。
特に>>179さん、実験までして頂いてありがとうございました。
ほか事が忙しくて腰を落ち着けてやれないのですが、
少し調べてみました。
・offsetについては、入力=0V時に出力に電圧計を接続し、
　A1, A2の(+)入力とGND間の抵抗を調整して、出力=0vに
　調整しています。
・みなさんが仰るように、OP AMPのスリューレートの問題のようでした。
OPAMPによる半波整流回路からの経路と、抵抗をくぐるだけの経路との
時間差(OP AMP側が遅い)によりスパイクが出ているようです。

そこで、抵抗のみの系(A経路)の、入力-サミング点間の抵抗を、半分値のを2本直列
に変更し、その2本の抵抗の接続点とGND間にコンデンサを付けることで
抵抗側の系の信号を遅らせてみました。
その結果、完全にスパイクがなくなるわけではないのですが、
ずいぶんと改善され、「よっしゃ」となったのですが、
今度は別の問題が出てきました。
出力の山の頂上部分の高さが、入力信号の振幅によって変化してしまうという
ことがわかりました。

ちょっと眠いので、明日また書き込みしたいと思います。
ありがとうございました。

>>183
>出力の山の頂上部分の高さが、入力信号の振幅によって変化してしまう

あなたが>>164にupした波形の入力信号には、DCオフセット電圧が重畳している
様に見えます。絶対値回路は、GND電位を基準に折り返す回路ですから、
DCオフセット電圧が重畳している場合には半波ごとに振幅が異なることになります。
ですから、信号源や使用するオペアンプのDCオフセット電圧をゼロにしなければ
なりません。
一般的には以上のことが言えますが、いかがですか？

>>184
ありがとうございます。
確かに、入力波形にオフセットがあると山の高さは半波毎に異なるのは
わかるのですが、例えば入力2Vppのとき高さが均一になっているものが
入力1VppになるとA側半波が高くなり、0.5Vppになるとさらにその差が
大きくなります。ところが今度は3Vppを入力すると逆にB側半波が大きく
なるのです。2Vppを境に高い方がA側とB側で入れ替わるという現象を
確認しています。これがよくわからないでいます。
今日も続けて実験してみたいと思います。

>>185
シミュレーションですが、これと比べてみてどうですか？　何か思い当たりませんか。
電源は振られていませんか。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0684.png

LM6152 は計 5V 電源時 GBW 75MHz, SR 24 〜 30V/μs です。 信号は 500kHz、
片側ピーク 1.5V です (3V p-p)。

185です。
はい、この波形とピッタリの波形になります。
下側の尖った部分の大きさが異なっていて、かつ0より負側に
食い込んだ形もピッタリです。
電源が振られているというのは、具体的にどういうことでしょうか。
シミュレーションの回路にある電源はインピーダンス0ですよね。
私の回路は、5V電源を3端子レギュレータで2.5Vを作り出しています。
OP AMPの電源端子には+2.5V(+/-2.5V電源の場合のGND)とそれぞれ
0.1uFの積セラでパスコンにしてあります。このICの電源端子の電圧が
変動する=電源インピーダンスが高いということでしょうか。
電源波形を見てみます。
　　(その前に腹が減ったので、コンビニ行ってきます)

＞電源が振られているというのは、具体的にどういうことでしょうか。
負荷電流が変動するために、電源電圧が大きく変動してしまうことです。

＞私の回路は、5V電源を3端子レギュレータで2.5Vを作り出しています。
3 端子レギュレータで 2.5V を作り、ここを信号 Gnd とみなしているのですね。
3 端子レギュレータのダミー負荷電流は流しましたか？　正電圧出力の 3 端子レギュ
レーターは、電流を流し出す能力はあっても、電流を吸い込む能力のほうはアテに
できません。回路消費電流程度のダミー負荷電流を流すといいでしょう。

もう一つ。信号振幅の大きさがよくわからないのですが、その回路だと
せいぜい 3Vp-p の入力信号しか扱えません。ダイオードのドロップ電圧
がありますから。

OP AMP 全波整流回路で、ピーク電圧が半サイクルごとに異なるのはきっと抵抗の誤差＋
半波整流回路の性能のせい。
鋭い谷の電圧が半サイクルごとに異なるのは、既出のようにスルーレートとアンプの
時間遅れのせい。しかし、こちらは理論計算上は誤差にならない。
信号ＡとＢがあったとして、(Ａ＋Ｂ) の平均をとっても、Ａの平均＋Ｂの平均を求めても、
結果は同じです。(OP AMP の過渡応答の非線形性まで気にするなら、同じではありませんが。)

実際、このくらい↓崩れた波形でも、平均値は結構正確です。(f = 500kHz)
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0686.png
片側ピーク電圧が 1.6V だから、理論上の平均値は
　1.6 * 2 / pi = 1.0185916
シミュレーション結果の平均値は 1.017V (10 波を平均化)。誤差は 0.16%。

「必要なのは平均値」だと勝手に決め付けてしまいました。絶対値の瞬時値が重要なら、
正の半波整流回路と負の半波整流回路を使って、出力を減算する手もありますね。

i don't know your circuit. So, i can't speak confidently.
But when summing two input with OPamp, be careful the decreace of input Z of summing OPamp
in high frequency.
Of course, you might also want to consider the increase of output Z in high frequency.
i heard that they sometimes could be pitfalls.

>192
このよう↓なものです。電源電圧は±5V にしてあります。
ttp://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0687.png
回路上の工夫はあまり役に立たなくて、OP アンプの性能 (高速性・直線性) が
モロに効くようです。

いつのまにか以前の2opamp構成を止めて、ほぼ完全対称といっていい形に変更したか。
この構成なら192の内容は関係なくなるな。
俺はoriginal posterが２アンプ構成のものをいじっているようだから、その線で書いた。

185です。
コメントありがとうございました。
いろいろやってみて、一つの解が見えてきました。
波形を見てください。http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0685.png
整流波形出力が緑です。谷間の位置、山の高さがほぼ揃い、
入力信号の大小でも山の高さが変わらなくなりました。
処置は、コンデンサを1つ付けました。

やはり半波整流回路のOP AMPの動作遅れだと思い、
昨日はOP AMPをくぐらない方の経路の抵抗(2本直列)の真ん中から
GNDにコンデンサ(47pくらい)を入れて、速い方を遅らせてみました。
しかしこれだと、入力の大小で半波ごとの大きさが変化してしまい
うまくありませんでした。

また、先ほど指摘のあった電源電圧についてもオシロで観察したところ、
10mV/divレンジでも、ほとんど変動は見えませんでしたので、電源は
問題なしと判断しました。3端子レギュレータの出力を、ある程度流しておく
というのは、ブリーダ抵抗のことだと思いますが、今回使っているレギュレータは
ツェナーっぽく使うタイプなので大丈夫かな、と考えています。

そこで今度は、遅い経路を速くしてやるために、信号源とOP AMP入力
の間の抵抗にパラにコンデンサをつけました。それが添付の波形です。
OP AMP入力のdi/dtの大きい時、オーバードライブしてやるイメージです。
谷間の形状はまだ同じではありませんが、コンデンサ容量の大小により
谷間の上下位置が自由に移動できました。山の頂上の高さも変わりませんし
入力の大小でも相似形で出力されています。
これが一つの解だと考えていますが、良くないことがありますでしょうか?

現在のop ampよりもっと高速なOP AMPを注文したので
それに変えてもテストしてみようと思っています。

185です。
ダイオードをショットキーにしたら、谷間がとても良い波形になりました。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0688.png
こんなの初めて体験します。ありがとうございます。

　　　　　　　　 ﾊ,,ﾊ　　
　　　　　 　 ('(ﾟ∀ﾟ∩_　おいらをどこかのスレに送って！
　　　　　　／ヽ 　 〈／＼　お別れの時にはお土産を持たせてね！
　　　　 ／|￣￣￣|.＼／
　　　 　 　| .ﾓﾂ煮..|／
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>>197
抵抗１ｋΩのカラーコードが違ってるぞ
誰の土産かしらないけど、おまえ騙されてるって

>185 さんが今までシリコンスイッチングダイオードだと思って使っていたのは
ツェナーダイオードかバリキャップではなかったのか？ と、ふと思ったよ。

185です。
高速OP AMPで試しました。
結果はあんまり良くなかったです。A,Bの半波の形状がますますひどい形に
なってしまいました。バイアス電流を調整するといいのかな。

>>185
いまこそ、低抵抗への変更の時期かも。

そういえば、ブレッドボードを使っているんだっけ。どのくらい高速の
OP アンプだか知らないけど、ブレッドボードを使うのをやめて、最適配置・
最短配線にすると、まともに動くかも。

185です。
いえ、プリント基板を使っています。プロの人にアートワークしてもらって
作りました。(高かったぁ)　バイアス電流/オフセット電流のキャンセル
の目的で低抵抗というのは考えたんですが、全段のOP AMPが
それほどの電流が流せるかどうか。1Kくらいなら大ジョブかな。

全波整流した後、フィルタをかけて直流にして。要は交流電圧計みたいなものなんですが
こんなに難しいとは思いませんでした。A半波とB半波の大きさが同じでないと
フィルタ(積分)したときの値が異なることは、以前の実験でわかりました。
電源トランス後をダイオードで整流してコンデンサで平滑する場合は、
ピークホールドみたいに尖頭電圧で保持されるのなら、整流波形の谷間は
無視でもいいかなと思ったんですが、平均するとなると、尖頭電圧も谷間の電圧も
一緒になっていないとマズイと思っています。
前回にもご報告したように、ショットキーダイオードの使用によって、
谷間の波形が良くなりましたので、現在は一安心しています。

高速OP AMPって、バイアス電流がすごく多いんですね。
+入力とGND間に入れる抵抗の値をまじめな値にしないと
すごくバランスが崩れるんですね。ゲインを少し上げるだけで
DCレベルが変わったりして、「ちょっと使いにくいなぁ」という感想です。

今回のこの回路は、高速信号には向いていないのではないかという気がしてきました。
理由は、A半波とB半波の信号経路が、片や縦坑のみも片やOP AMPを通って
それを加算なので、半波ごとでスピードが異なるためです。
今回の回路で使用している半波整流回路をもう一つ作って、ダイオードの
向きだけ変えて、無機の違う半波整流器の出力を加算する方法もありでしょうか。

>>203
＞高速OP AMPって、バイアス電流がすごく多いんですね。
すごく、ってどのくらい？　1μA がでがいと言うなら、そういうのも確かあるね。

＞今回の回路で使用している半波整流回路をもう一つ作って、・・・
>>193 で紹介されているよ。信号周波数は 500kHz だってさ。

>>204
その>193って、質問者の>>185さん本人じゃないかと思うんですが？
>192さんの「回路がわからないから、正確なことはわからないけど・・・」とした
回答が>193だから、そう思ったんですけど。
名前が次々に変わってて、ちょっと解りにくいですけどね・・・

>>185
ショットキー・ダイオードでブリッジ整流器を組んで、発生する誤差を
補うことも一つの方法だと思います。でも、「交流電圧計」なら、
ttp://www.analog.com/en/subCat/0,2879,773%255F866%255F0%255F%255F0%255F,00.html
も一つの選択肢だと思います。ちょっと高いけど、これならIC1個で済みます。
AD636なら、-3dB帯域幅が1MHzですしね。
なんとなく話を聴いてると、アマチュアじゃなさそうだし、高速アンプなんかを
いくつも使うのなら、選択肢として悪くないと思いますけど。時間もコストですしね。

AD636は、現在タクミ商事に在庫が3個あるようです。

参照信号作って位相検波する方法もあるね。

可能でしょうけど、そりゃまた複雑になりそうですね。
ロックイン・アンプ見たいな感じでしょ？

お騒がせの185です。
191や193とは関係ありません。念のため。(^^)
RMS-to-DCも考えましたが、100KHz程度までf特の伸びたものだと
出力がLOGになってしまうので、うまくありませんでした。

＞・・出力がLOGになってしまう
この部分が意味不明なのですが。

>>209
>出力がLOGになってしまう

基本的な入出力の関係は、単純な比例です（Logではありません）。
↓のデータシートで「dB」出力がついていることから、そう思われたのかもしれません。
ttp://www.analog.com/UploadedFiles/Data_Sheets/520835200AD636_c.pdf
これは「dB出力もできる」と解釈すると良いでしょう。3ページのtransfer function
を見れば、比例であることがわかります。
Figure 4に最も簡単な接続が書かれています。この図で「dB」が使われていないことがわかるでしょう。
比例出力だと、Ioutを使います。このときRLをコモンに接続します。
すると内蔵の10KΩの電圧降下で、Ioutが電圧出力となるわけです。
そこへ内蔵バッファーを接続すれば、低出力インピーダンスの電圧出力となるわけです。
このほうが、手っ取り早いと思うけど・・・

ちょっと基礎知識を疑っちゃう人がいるようですね。
True-RMS to DC コンバーターだったら、素直には Vin^2 をつくり √ 回路を通す。
でも √ の計算に対数‐指数回路を使うなら、Vin^2 も対数‐指数回路でやってしまおう。
但し絶対値回路が必要になるが。

このような基本を知っていれば、True-RMS to DC コンバーターの発想の原点は
リニアー出力を得ること。やってみたら、あれま dB 出力も取り出せるじゃないか・・
ということなんですけど。

実は dB 出力には温度係数がある。本格的にはサーミスターで補正する。NS 社の OP-Amp
アプリケーションノート AN-31 の対数変換回路などを参照。(もう古文書に近いけど)
ttps://www.national.com/appinfo/amps/0,2175,967,00.html

>212
ご高説、ありがとうございます。多分、私（>211）宛てだろうと思います。
おっしゃるような動作原理から説明することも考えました。しかし、以下のことを考えました。
余計な説明を省き「比例出力が得られる」としたこと、および「質問者のアプリケーションで
そのまま使える回路の説明」を強調しようと思いました。
その結果、あのような説明になったものです。
お時間をありがとうございました。

>>213
それを聞いて、とても安心しました。ありがとうございました。

ちょっと追記。>211,213 さんより、もっと別の人を考えていました。

>212 で紹介した AN-31 の最新版の日付は September 2002 だそうです。
ところが、もっと昔の日付の AN-31 をディスクに保存して持っていたはず。と探したら、
February 1978 日付の AN-31 が見つかりました。(これの出所はヨーロッパの某所にコピー
されていた AN-31.pdf だったと思います。)

冒頭の 「Note：・・・」の部分が新たに追加されたようです。こんな古文書 (でもすばらしい)
をメインテナンスしている人がいるんだ、というだけで、私などは感激してしまいます。

Dec. 74 な AN-A.pdfはこれで最新版でしたw
ま、内容が "The Monolithic Operational Amplifier: A Tutorial Study"
なので、追記することもないのかと。
むしろ、これを今もネットで公開してるNS偉い。

遅まきながら訂正。RMS 値の計算は V^2 の平均値です。平方根は不要です。
対数‐指数回路は２乗の計算に使います。はずかしぃ。

こんなの発見。自乗にも使える。普通は出力 OP アンプが必要になるけど。
ttp://akizukidenshi.com/catalog/items2.php?c=ic&s=name&p=1&r=0&page=25#I-00004

ttp://www.intersil.com/data/fn/fn7157.pdf
ディスコンじゃん。ディスコンはエラン・・・爆Show!

ありゃ？　誰も書き込みをしとらんな。
ちょっと難しかったかぁ？

エランテックだから、エラン（要らん）・・・ね？
　　　　　　　　　　　↑ここらへんが大爆笑ポイント！
わかる？

読点で笑えと言われてもな・・・

っ。

　 、
　↑ここらへんが大爆笑ポイント！

>>223
なんか、悟りが開けそうな気がする。

「、」だから「ポイント」なのか？

ヾ('A`)ﾉ　ﾓｰ ﾁｬﾝﾄ ｿﾞｳﾌｸ ｼﾃﾖｰ
へ/ﾍﾉ

>>226
増幅できる回路にせよ

オペアンプ少量販売してくれるところない？

>>228
秋月でもマルツでも１個単位で売ってるぞ。

>>229
ごめん、聞き方が適当過ぎた
欲しい商品がネットショップではどこもリストに無いか品切れだったんだ
ネットで見つからない電子部品があるときってどうやって探す？
ネットよりも品揃え豊富な店ってあるかな・・・
代理店経由で取り寄せるしかないか。でもそうすると大抵チューブ単位になるよね

＞230
相当品・代替品・置き換え可能品を探したら？

digikey にも無いとなると相当に特殊だな。
参考までにきくけど、何？

μA702 とか μA709 かな。そのキーワードで Web 検索したら
ttp://www.ic-town.com/　が出てきたょ

そんな古いのを何で今更

>>231
性能限界を試すために、とにかくGBPの大きい電圧帰還、SOICパッケージのopampを探してる
調べたところTIのOPA847がGBP=3.9GHzで、ノイズやスルーレートも問題なくて良さそうなんだけど
どこにも無くて・・・。1-2GHzくらいに下げれば代替品は結構あるけど。
GBPって一般にはそれほど重視されないのかな。誰かいいの知ってますか？
>>232
digikeyは在庫切れだった
SOTならあるからそっちにしようかな。使ったこと無いから意味もなく敬遠してたけど
>>233
何でそれなんだよｗ

GBPも上のほうは超高倍率が欲しいのか高域が欲しいのかで使う数字が違うからなぁ。

847はスルーレートは大したことなくて高倍率用だね。
この系統では AD8099 3.8GHz なんかが御仲間かな。
8-SOIC っつーても標準ピン配列と違うけど。

>>236
うっ・・・用途は広帯域だった。それでも950V/usもあれば問題ないと思うけど。
高域方向では何かオススメありますか？

>>235>>237って、同一人物ですよね？
どうも、話に一貫性が無いんだけど。高速性を要求する一方で、μA702,μA709をお探し???
この辺がスッキリするような説明ができませんか？
例えば質問事項を絞るか、項目番号で分けるとか・・・
高速性なら、LM7171が秋月で、μA702は知らんが、μA709ならここ1〜2年でアキバで入手したものが
手元にある。しかし、どこで入手したのか？を覚えていない・・・

そんなに広帯域なら MMIC。使用周波数領域に下限もあるでよ。
DC までの性能がほしいなら、MMIC とフツーの OP アンプを組み合わせて使う。

>>238
すみません、小出しに質問してスレを混乱させてしまったようです
まとめると、

・広帯域で使えるGBPの大きいopampが欲しい
・OPA847(3.9GHz)が候補だが、SOICパッケージがどこにも見つからない
・μA702、μA709は>>233が推測してくれただけで全く欲しくない。笑

現在、OPA847のSOTパッケージと>>236の挙げてくれたAD8099がdigikeyで入手可能ということが分かったので
その2つが候補です。他にいいopampをご存知の方がいたらぜひ教えて下さい。

>>239
恥ずかしながらMMICというものの存在を知りませんでした
これから調べて使えるかどうか検討してみます

しかし今日は一日中2chにいるな・・・
付き合ってくれた方マジで感謝です

もしかするとカタログ値収集マニアかな。軍事板とかにも出没するようだ。

http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0730.png
オペアンプを5V単電源で使うとき、GNDに対して正負両方に振れる
入力信号をVCC/2に対して振れるように変化させるにはこの回路でいい？
+0.5〜-0.5Vの音声入力に対して3.0〜2.0Vが出力されるようにしたいんだが。
オーディオ機器と電源を共通化することを考えると、入力のGNDをVCC/2に直結というのはしたくない。

とりあえずいんじゃね？
でもオーディオ信号でCが0.1μFだとだいぶ低域がカットされそうだ。

計算が正しければカットオフ周波数159Hzか…
電解コンデンサは周波数特性が悪いって言うけど、
10kの抵抗を100k以上に変えるのと
0.1uの積層セラミックコンデンサを1u以上のアルミ電解コンデンサに変えるのとではどっちがおすすめ？

>>242(>>244)
324は、出力段がB級プッシュプルだから、そのままではオーディオ用には向きません。
電源電流が他のオペアンプに比べて小さいでしょう？
B級にしてアイドル電流を減らすことで、低消費電力を実現しているわけです。
その分、そのままでは交流信号増幅には向かないアンプになっています。
でも、ちょっとした工夫がされており、出力端子ノードと負電源端子間には
50μAtypの電流源が内蔵されています。ですから、出力電流が50μAまでなら
そのままで交流信号増幅にも使えます。このアイデアをユーザー側で活かして、
出力と負電源端子間に適当な抵抗器を挿入して、常にSEPPの正電源側の回路だけを
使うようにすれば、交流信号増幅に使えます。
また>>244の計算式ですが、10KΩが並列の5KΩになります。すると、計算結果が
倍になるでしょう？
バイアス抵抗は、324のバイアス電流から計算すれば良いでしょう。

エミッタフォロワ使えって気がするのは俺だけ？

>>245
言ってることの半分ぐらいしかわからないorz
さすがに出力電流50uAに収まるように設計するのは無理そう。

消費電力を気にしなければLMC660を使うのは可能？等価回路が載ってないから分からないけど。

>>247
>245です。
すみません。わざわざ難しいことを言うつもりは無かったのですが、
内容がオペアンプの内部に起因した話でしたので、あのような内容になってしまいました。

LMC660なら大丈夫だと思います。
ttp://www.national.com/JPN/ds/LM/LMC660.pdf
この4ページに「Total Harmonic Distortion」と言うのがあるでしょう。
これがオーディオでの特性です。
ただ、この特性は電源電圧が+15V単一電源のものですね。でも、5Vでも
それなりに動作すると思います。少なくとも、324のような問題は発生しないでしょう。

あぁ〜、またまたageちまった。Cookieなんかを削除した後だったから・・・

ちなみに、GNDに対して+2V〜+3Vの範囲の交流出力にコンデンサをつなぐと、-0.5V〜+0.5Vの出力にできる？

>>244
計算が変だぞ。
318Hzじゃないのか?

>>251
正解！！　　318Hz
時定数の計算で抵抗値が１０ｋで計算されているな

>>250
出来る。

OP AMP回路で悩んでします。ご指導をお願いします。

OP AMP+トランジスタのLED用の定電流回路を作ったのですが、電流が0にならないみたいで
LEDがボヤーっと店頭しています。

回路は、
信号系は、マイコン→DAコンバータ→OP AMP(+)→TR-B。
TR-E→シャント抵抗1Ω→GND。シャント抵抗→OP AMP(-)。
パワー系は、12V電源(+)→LED-A→LED-K→TR-C。
という一般的なものです。
OP AMP,DA,マイコンなどの電源は全て単一電源(5V)です。

DAに0のデータを書き込んでも暗く点灯してしまいます。

宜しくお願いします。

>>254
>TR-E→シャント抵抗1Ω→GND
1Ωはシャント抵抗とは言わないんじゃないかな、その抵抗が低過ぎだろ。
OP AMPの入力電圧(最大)/出力電流(最大)
OP AMPの型番は？

>>254
ＯＰ ＡＭＰがレールＴＯレールの出力じゃないな　ｷｯﾄ
ＴＲを完全にＯＦＦできない　とか

>>254、
いくつか推定原因を挙げることが出来ますが、回路図があればより推定原因の絞込みが出来ます。
回路図をUpできませんか？

みなさんありがとう。
さっそく回路図をupしました。
ttp://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0732.jpg
よろしくおねがいします。

どうでもいいが最大で2.5Aも流すのか？
やっぱ1Ωって小さすぎじゃね？

ありがとうございます。
いえ、2.5Aも流しませんが、手持ちの抵抗がそれしかなかったです。

それで、自己解決しました。
OP AMPのバイアス電流が原因でした。
OP AMPの+と-の入力端子電圧を測ってみると
2mVくらいズレていたため光っていたようです。
それぞれに抵抗とVRを入れて、VRを調整すると
スーッと消えました。
最大の原因は、単電源DAの出力インピーダンスがが0V付近で高くなる
ことが原因だろうと推定しました。
よって上記のようにして1つ1つ調整するか、
バイアス電流の小さいOP AMPに交換することで逃げることにします。

みなさん、ありがとうございました。

いや、まず1Ωを必要なぎりぎりまで大きくしろよ。
そうすればオペアンプのオフセットの影響もD/Aの出力誤差の影響も
ずーっと小さくなるんだから。

>>260
そもそも何故D/A出力でLEDを駆動する？
LEDの発光強度を制御するのだとしても，駆動電流と発光強度はリニアな関係では
無いだろうし，温度特性もあるからそれほど厳密な発光強度の制御は出来っこないし，
その必要も無いだろ．　

ならば358を省略してTrだけでLEDを駆動してもいいんぢゃないか？
（エミッタ抵抗外してベースに抵抗入れる）

262に一票！！
ＬＥＤの照度を制御したいのなら、ＰＷＭなどで通電時間制御すればよいな

なんにせよ、自力で解決できるのが一番！
この時期だから、新人研修とかかもしれんし。

>>262
温度変化も電流へ反映するような校正する回路なのかも？ｗ

>>265
それにしても、その用途で電流検出抵抗 1Ω というのは・・・ やはり信じられない。
と書いたのだが、「？ｗ」 がついているのでしたね。

>>263
どうせなら、フォトトランジスタつけて、マイコンで照度をP制御しちゃうのが良いかと。

>>262
>駆動電流と発光強度はリニアな関係では無いだろうし
ほぼリニアなはずだが。

１Ωもはさむのか？
漏れはいつも０．１だから（何

抵抗+PWMによるLED減光は、電圧の影響を受ける
しかし、定電流回路はその影響なし。
これが定電流回路を使う最大の理由、じゃないかな。

どのみちＬＥＤのばらつきは避けられない。チャンチャン。

世の中には何 100mA も流して使う LED もあるにはあるが、しかしそれでも
ttp://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0732.jpg
の回路は意図・意味不明なところが多い。どんな LED を使うつもり？　直並列接続はアリ？

＞単電源DAの出力インピーダンスがが0V付近で高くなる
　↑ 信じられません。どんな D/A 変換器なのか。(そういう D/A を作れ！と言われれば
作れますが)

>＞単電源DAの出力インピーダンスがが0V付近で高くなる
>　↑ 信じられません。

ふつ〜のことだと思うが。

ＤＡコンバータの出力バッファーがレール ＴＯ レールでも、
10BIT･AD　2.5V/1024=0.002V近辺で如何ほどの出力インピダンスが確保できるだろう？？

>>272
出力段のOP AMPが単電源かつrail to railでも、
電源電圧付近は出力インピーダンスが上がることは、
覚えておいた方がいいよ。

データシート読んでね。
グラフを見れば一目瞭然だよ。

なんだ。皆様の設計では単電源 OP アンプを出力電圧バッファーに使っている
のですね。私は R-2R ラダー出力そのものなどを想像していたのですが〜(w

ついでに聞いておきます。どのような理由で radio0732.jpg のような用途の DAC の出力に
単電源 OP アンプのバッファーが必要なのでしょうか？　
(radio0732.jpg の DAC 出力までを問題にしています)

多分、みなが想定しているDACが違うように思う。

１．自作
汎用ICのバッファ＋自作R-2Rラダーなど

２．電流出力型DACチップ
R-2Rラダーの出力を２系統に切り替えて、出力A・Bの電流差として出力するもの

３．電圧出力型DACチップ
電流出力型のDACの出力段にOPアンプつけて、電圧変換してくれているもの。

あと何がある？

R-2Rでは 電流が取れないでしょ。
だからオペアンプでバッファーかまして電流取り出すのよ

>>279
その後にまた LM358 の正相「電圧 → 電流変換」回路をつけるのですか？
やはり信じられない。屋上屋を重ねるごとに性能悪化だね。

つか>272がいないのに勝手に妄想してもしょうがない。
回路からすると>278の3の可能性が最も高いし。(D/A IC内にすでにバッファが
入っている)

おっと>258だった

>276
> R-2R ラダー出力そのものなどを想像していたのですが〜(w

「インピーダンスが上がる」という発言を聞いた時点で
>278の 3 を想像できずに「信じられません」と書く
おまえさんの想像力が貧困だったということは自覚しとけ。

なんか、質問者の>>254, >>258, >>260よりも程度の低いノがいるな。
>>266,>>272,>>276,>>277,>>280がそれだ。おそらく同一人物だろう。
>>258の回路は、抵抗のチョイスと**********************のチョイスにはアンバランスを感じるが、
基本的には順当な回路構成だ。回路構成としては、いくらでも使われている組み合わせだ。
バカは放っておいたほうがいい。

>>284だが、文中の****は「オペアンプ」だった。

えっと、自分のカキコも煽り気味な上に内容無いですね、
ちょっと自粛してきます。

>>283
「出力電圧が 0 に近づくと、出力インピーダンスが上がる」ような D/A 変換器・
D/A 変換ブロックを設計したり、使ったりする人の真意が知れません。
つまり「それは信じられません〜」という意味なんですョ。

>>287
上の話題のものと少し話が違うかもしれないけど、
０近辺やfull近辺でｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽが上がったり、ﾘﾆｱﾘﾃｨｰがぼろぼろ、
っていうD/Aは結構あるし良く使ってるよ。
理由は安価。中央付近しか必要なかったり、精度がどうでも良い
用途に、あなたが思ってるようなD/Aは勿体無くて使えまへん。

>>287
こらっ！
俺が>>284で指摘した「バカ」とは、オマエのことだ！

オマエの言っていることは、オマエが理解できないだけであって
このスレを見ている大抵の者は理解している。
黙ってろ！

>>288
ゴメン。ついつい、12bit 16bit ・・・とか考えてしまう今日この頃。

＞・・っていうD/Aは結構あるし良く使ってるよ
どんなヤツですか？　型番だけでもちょっと紹介して下さい。

相手しないほうがいいぞ。
同じ程度のオツムを持っているように見えるぞ。
>>272-276のやり取りを見ればわかる。まずバカが>272で投下している。
そして、バカは>273-275で反論を受けて>276の結論を出している。
釣りだと、>276のようなことは言わずもう一ひねり二ひねりと、からかうための
奇問を出してくるはずだが、>276では他の者の意見を受け入れているだろう。
そして、言い訳を入れている。これらはバカが大真面目に考えた結果だからだ。
つまり「本物・正真正銘のオツムが弱い人間」と言うことだ。
時々アキバなんかでも、こういったバカを見かけるが、相手をせず目を合わせない。
これが正しい対処法だ。

つられるアホも枯れ木のにぎわい

０近辺やfull近辺でｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽが上がっても問題ない回路構成にすればよい
精度が必要なら、それなりの回路とする。

オーバースペックは製品単価を跳ね上げて、製品自体の競争力を低下させる。
理想論をぶち上げるのも良いが、現実を直視すれば今回の場合、Ｔｒのエミッタ抵抗を
１００Ω程度とすれば、解決しそうだし、それ以上のスペックもいるまい。

>>284
>>278ですが、僕は正直、>>258さんよりレベル低いですorz

レベル低くても、理解しようとする気持ちがあれば、それなりに役立つ事ができる
のかなーと思います。煽りはレベルに関係なく、スレのレベル低下を招くのかな
と思ったりします。

>>283　に一票。

回路のDA出力が1本しかないこと、出力が0-2.5Vとなっていることから、
電圧出力だとスグに想像できる。
0-2.5Vと書いてある段階で、
・R-2Rではないことも推測できる。
　(マイコン電源が5V, 3.3Vが多いことから、
　　　出力がオール1になったときに2.5Vというのは考えにくい)
・DAは単電源で、出力BufferのOP AMPがfullまで吐けないので
　2.5VとしているDAもある。
んなとこだ。

↑は、年配のバカと見た。
かわいそうに・・・

>>295
>>296です。
すいませんorz・・・orz・・・ orz・・・
>>296の「↑」は、>>294宛てのものです。
あなたの書き込みが入っていることに気付きませんでした。
あなたがおっしゃるとおりです。
人の回路にコメントをつけるには、モノを知らなさ過ぎます。
多くの人は「自分が知らない」ことを自覚して、人の回路にコメントをつけないものです。
その自覚が出来ない人間ですから、「バカ」としているものです。
それも文体からは、年配の方ですね。本当にかわいそうに思います。

42歳くらいか・・・

もしかして、誰とかさんは R-2R ラダー (電流加算でも似たようなもの) の D/A 変換器を
作った。それに単電源バッファー増幅器 (LM358 とか) をつけたら、出力 0V 近辺の
動作が不審になった。どして？　そうゆう意味の質問が発端なのかな。

「Rail to rail を信じちゃいけないよ」、それだけの話？　おそまつですね。
出力プルダウン抵抗は少しは役に立つかもよ。

ちょっと気づいた。電流加算方式の D/A 変換器で、出力が 0 のとき
やり方によっては出力がフローティングになるんだよね。あたりまえだけど。

>>300
一般に製品として販売されているDACのR-2Rの回路で、ゼロを設定したときには
フローティングにはならないですよ。
ゼロに設定すると、全ての抵抗がゼロ電位側へ接続されるだけです。
つまり、抵抗器を介してゼロ電位に接続されている等価回路になります。
おそらくあなたがお考えの回路だと、設定がゼロに近づくにつれて、
インピーダンスが高くなるでしょう？
もしそういったDACを作ると、出力のI/V変換に用いるOPAMPなんかの
入力バイアス電流の影響が深刻になるでしょうね。入力バイアス電流が
pA〜fAクラスだと、DC精度が悪いから使えないし・・・
これが、いわゆる「あたりまえ」だと思います。

>>301
ttp://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0740.png
OP アンプの入力バイアス電流の影響は、DAC 出力値の設定とは無関係では？

>300
出力がフローティングになる、つまり出力インピーダンスがムチャクチャ高くなる、
ことを心配してるのだろうけど、電流加算では出力が 0 でなくても
出力インピーダンスはムチャクチャ高い(電流源の加算なんだから ...)ので、
0 を特別扱いして心配しなくてもいい。

このあとは data と fullscale - data の二本の変換器から差動増幅するなり、
そのまま出すなり(>278 の 2 だね。説明間違ってるけど)することになると。

お話の途中にすみません。
ひとつ教えてください。

次のような矩形波の出る発振器を作りたいですが、良い方法はないでしょうか?
・出力は矩形波。電圧は5Vとか適当(後段で処理するため)
・周波数は10Hzくらい〜500Hzくらいの可変
・可変はVRで、よくあるBカーブ(直線)。
・VRの目盛りを等間隔にしたい。
ふつうにCRの充放電回路で作ると、周期がリニアになってしまい、
周波数で目盛りを書くと、だんだん詰まっていってしまいます。
これをツマミ左端から50Hzぐらいずつ等間隔で目盛りが打ちたいのです。
今日1日悩みましたが、マイコンで取り込んでテーブル変換して
タイマー割込を調整する方法しか思いつきません。
これをハード回路(たぶんOP AMP回路?)で作りたいのです。
何か良い知恵は無いでしょうか?
宜しくお願いします。

定電流回路を応用することでうまくできないか?
ま、それにしても部品点数でワンチップマイコンに勝るものはないと思われ。

>>304
せっかくマイコン使うんだから
テーブル自体を計算すればいいと思われ。
プログラム作る経験が薄いですか？
ポイントだけ定義して中間は線形予測の計算方法が簡易かもね。
あとボリューム自体をＡカーブとかに変更したほうが安易。

ＶＲ→電圧→ＶＦコンバータ　とすれば良いのでは。

>>306

>>304曰く「 これをハード回路(たぶんOP AMP回路?)で作りたいのです。」
文章は良く読んだ方がいいぞ。

>>306
つか、マイコン使うんならVRやめてロータリーエンコーダにしちまえ。

どうしてもマイコンにしたいのですね

っOPアンプはよくわからない

>>304

なぜ B カーブを使いたいのかは謎だが、B カーブで入れたスケール
で、周波数はログスケールとしたいなら、というかどうしてもしたい
なら、途中に逆対数回路を入れることになる。但し、温度補正等もろ
もろの理由で素人に手に合うものにはならんはず。皆さんの意見のよ
うにマイコン+DA で吐いた方が簡単。

だからV/Fコンバータでいいじゃん

>>312
>マイコン+DA で吐いた方が簡単
矩形波を作るのにわざわざDAC使うの？

V/Fという手があるか それはハードっぽくていいね
f=k×Vということね

深く考えた意見じゃないけど、
>>304さんの4番目の希望仕様からは、単純にVFCじゃ解決できないんじゃない？
VFCの伝達関数は、>>315さんの言う通りF=k*V。と言うことはk=F/V、つまりF/Vが一定と言うことでしょう？
希望仕様の数値を使えば、10Hzが20Hzになるのと、250Hzが500Hzになるのとでは、両者とも
周波数が2倍になっているから、同じ入力電圧変化なるってことでしょう？
つまり、VFCを使ったときのVRの目盛りは>304さんがダメって言ってる「周波数目盛りが
高くなるにつれて、詰まってくる」ってことになる。
解決策だけど、直球勝負だとログアンプだね。分解能によってはDACも可能だろうけど、
周波数が高くなるにつれて荒さが目立つようになるし、VRからの信号を受け取るためのADCも必要になる。
一方でオペアンプで組むログアンプは、温度補償なんかの問題があるから初心者には向かないな。
3ディケードもないわけだから、作って作れなくは無いだろうケド。
俺はあまり商品知識の持ち合わせが無いから、市販の使いやすいログアンプがあれば、
誰か紹介してあげればいい。
多少我慢すれば、VRのBカーブではなくCカーブが使えれば、問題解決は楽になるけど。
Cカーブは↓で入手できる。
ttp://www2.cyberoz.net/city/hirosan/r.html

じゃあもう一度深く考え直してみてよ
そうしたら気づくこともあるかもよ？

>>314
DACはいらないね。PWMで十分いける。

>>316
うん。深く考えてみなよ。
というかむしろ考えすぎなのか。

ちなみにVRのカーブって、A,B,Cはどんなんでしたっけ?　軸の角度に対する抵抗変化が、
Bは、直線で変化
Aは、最初は変化少なくてだんだん変化が大きくなり、最後は思いっきり変化
Cは、A特性のB線対称(最初大きく変化、最後は少し変化)
だったと思ってたんだけど、念のため東京コスモスのページで調べたら
C特性は、A特性の左右対称の変化曲線になっていた。
これってどういうことでしょう。
オーディオ用の音量ボリュームとして使うと仮定すると、
ツマミ左一杯のとき最大音量、右一杯のとき音量ゼロになる。
これってどういうことでしょうね。(?_?)

>>320
Ｃ特性のグラフだけ端子２−３間の抵抗値を測定
他のグラフは端子１−２間の抵抗値を測定
何でこんな普通ぢゃないグラフの描き方するのかね？

あれかな、バランス調整用の AC カーブ２連 VR を第一に考えた。

ログアンプ
http://akizukidenshi.com/catalog/items2.php?c=special&s=popularity&p=1&r=1&page=1&cl=1#I-00195

>>323
Lower Usable Frequency : Input AC-Coupled : 10 Hz
って書いてあるけどな〜。想定外使用にならないか心配。

ちなみにテレビやラジオのボリュームにＢカーブ使った香具師いるか
すっごい違和感あるぞ

抵抗を数本追加すれば、
ＢカーブをＡカーブにしたりできるんじゃなかったっけ？
（自信ないケド）

>>320

それで正しい。たとえばオーディオ用のバランス VR に A 特性
と組み合わせて左用としてつかう、などを想定したもので、単体
VR としては用例は少なめ。

>>316

だからぁ、ログではなくて 逆ログ です。この板的にはオペアンプ
のフィードバックにログアンプ入れて作れなくはないけど、やって
みると分かるかと思うがノイズとか DC まわりとかそれなりにたい
へんだぞ。

逆ログは、モジュールの高価な品を除くと、モノリシックでは
Intersil の ICL8049 以外にないんじゃないかと。これは使いやす
くはあるが、すでにほとんど入手不能だと思うし、第一あっても
目玉が飛び出すような値段のはず。

突っ込むとこはそこなのかよ！

>>304さんは素直にＶＦコンバータ使ってください。

なに難しく考えてるかなぁ？
ログアンプの入出力極性を反転すれば逆ログアンプになるじゃん。

>>325
Windowsのボリュームコントロール

>>326
センター・タップ付のボリュームなら気持ち程度特性を変化させることは出来る

>>331
ならない

>>333
入出力位相平面で右上がり斜め 45°の直線を軸に 180°回転させるとよい。

入力電圧Vinと、出力周波数fとの関係で、
Vin→大のときf→大の関係を持っていたら、何らかの方法で
Vin→大のときf→小の関係を持つようにすればいいってことでしょ？
他の例で説明すれば、可変抵抗器Aカーブの1と3端子を入れ替えると、
軸の回転方向が逆になるけど、特性としてはCカーブになるってことでしょ？

B カーブ VR の GND ― スライダー間に固定抵抗をつけると A カーブ類似の
電圧調整特性が得られる。入力 Hot ― スライダー間に固定抵抗をつけると
C カーブ類似になる。固定抵抗の値は VR の全抵抗値の 1/5 くらいにする。
但し前段の負荷の変動が大きくなるし、最大負荷が重くなるのはガマンするしか
ないでしょう。

>>304
積分＋ヒステリシスコンパレター
の組み合わせの回路で、正帰還量の
可変でできないかな？
可変幅まで計算してないけど、ある程度なら
リニアに可変出来そうな感じ。

船頭多くしてなんとやらｗ

>>336さんは、>>304さんに重要なアイデアを提供されてるように思います。
>336さんのアイデアと良く似たアイデアに、「サーミスタのリニアライズ」があります。
サーミスタを含んだ抵抗器のネットワークで、サーミスタの指数関数的な特性を直線特性にするものです。
>304さんの立場では、「VFを使えと言われても、安易に方針が変更できない理由がある」
とした事情もあるかもしれません。そうした場合に、サーミスタのリニアライズは
参考になるかもしれません。

トランジスタが使われ始めた頃の音量調整ボリュームって
Ｂタイプが基本だったと思う
当時、真空管にはＡ、トランジスタにはＢっておぼえてたよ

>>304
周波数可変範囲 50 倍とは広いですね。最初はもっと簡単に済まそうと思ったのですが、
安定性を考えると少し複雑になりました。まあ一例として御覧下さい。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0743.png
これはシミュレーションであって、実際に試作したわけではありません。

U2 はコモンモード動作入力電圧範囲が +5V 電源電圧までなくてはいけません。
出力振幅範囲のほうは R8 4.7k を接続してあるので、おそらく問題ないでしょうが、
＋レールまでの出力が可能な OP アンプのほうが安心です。
Q1 PNP は一般用小信号 Tr で十分です。

出力は幅の狭い負極性パルスで、計算上の発振周波数は約 9Hz 〜 530Hz です。
VR が中央位置のときの計算上の発振周波数は 271Hz です。(530+9)/2 = 269.5
ですから、直線性はかなり良好です。
矩形波をお望みだったのですね〜。C1 0.1uF を半分にして out に 1/2 分周器を
接続して下さい。

発振周波数の上限・下限の比は R3 10Ω で決まります。R4 をこれ以上小さくすると
Q1 PNP が発振周波数上限で飽和してしまいます。R5 を ±30% 程度変えて
発振周波数を設定するのはかまいません。

追記。C1 の容量を 2 〜 3 倍に、R5 を 1/2 〜 1/3 倍にしたほうがノイズに少し強くなります。

ごめんなさい。Q1 PNP がやや飽和寸前だったのを初め、部品定数を見直しました。
ついでに SPICE の .meas(ure) コマンドが誤っているのも見つけました。
修正したシミュレーション回路図を UP しました。out2 端子に 1/2 分周器を接続すると
10Hz 〜 500Hz の方形波が得られるでしょう。
ttp://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0744.png

・分周器は要らないと思います。
　（C1両端電圧は三角波状になる。）

・C1に抵抗（100Ω以下）を付けたほうがいいと思います。
　（C1放電時のDISのシンク電流を考慮し念の為。）

Vit=3.8Vmaxなので、3.8V*1.1／(150mA*0.8)=34Ω以上かな？

三角波じゃなく、のこぎり波でした。

100MHzくらいのアンプだとどのメーカーがいい？

１００Ｍだとマッチングとかあるからねー。
ＯＰアンプより専用のＲＦアンプの方が確実かも。

>>344
>304 さんは「出力は矩形波」と言っています。

>>344,345
なるほど、DISCH ディスチャージ電流の最大定格 150mA がありましたね〜 (^^;
>345 計算式の係数 1.1 は電源電圧が高いとき、0.8 はディレーティングでしょうか。
ディスチャージ FET 自体の ON 抵抗が標準で約 15Ωあって (5V, 10mA で測定)、電流が大きく
なると ON 抵抗は大きめに見えるでしょうから 34 - 15Ω としてよく、最低 20Ω でしょうか。
まあパルス状の大電流を制限するために 22 〜 47Ωの抵抗器を DISCH ピンに直列に入れた
ほうがいいでしょうね。(この抵抗を大きくすると、発振周波数が大きい領域での
発振周波数直線性が少し悪化します。)

>>347 >>348
「ビデオ増幅器」とかいうカテゴリーに分類されている製品がありますね。

>>343, >>349
みなさん詳しいですね。どうしてそんなに良く知っているのですか?
プロの方でしょうか?
僕もそんな風になりたいです。

「知ってるだけ」なら誰でも簡単(w

>C1 0.1uF を半分にして out に 1/2 分周器を接続して下さい。

この一文を見逃していました。

>>351
知識の再確認の意味を含め、343氏の回路を解説してみてはどうでしょう。
間違ったとしても気にしない気にしない！

>>353
あれ、>341 の回路は >343 に改訂され、>344 の指摘によって
＞349 「22 〜 47Ωの抵抗器を DISCH ピンに直列に入れたほうがいいでしょう」
ということになっていったはず。
>341 の回路は C1 の容量を 1/2 にして 1/2 分周回路を接続しないと発振周波数が
合わないが、>343 の回路は後続の 1/2 分周回路で周波数が 1/2 になることを考慮済み。

なお DISCH ピンの直列抵抗は、ディスチャージ電流を 3.8*1.05=4V で測定して
0.9*150mA 以内なら省略しても可です。
C1 の放電経路にはパルス状に大電流が流れるので、プリントパターン・配線には配慮が必要です。

>>355
了解しました。のこぎり波振幅の考え方が間違っていました。

のこぎり波下限電圧をVtrigではなく、≒0Vで考えていました。
振幅が1/2になるので周波数は倍ですね。

そういえば、トリガー電圧のほうはともかく、スレッショルド電圧のほうは外部から
設定できますね。でもをれを IC バラつき回避の目的に使うのはお勧めしかねますが。

直接には関係ないちょっと遠い話だけど、ttp://www.maxim-ic.com/quick_view2.cfm/qv_pk/1257
によると MAX038 は製造中止だそうです。困る人はいないかな〜

これは一体何なんだろう・・・・
http://japan.maxim-ic.com/design/non_obsolescence.cfm

>>358
今はやりのアナログASICで8038/038相当品を作ったら神と崇められるでしょう

ICL8038/MAX038 の発振器部分は NE566 のヤツとそっくりだったように記憶しているが、
違っているかな。
http://www.datasheets.org.uk/search.php?q=Ne566&sType=part&ExactDS=Starts
(ここからさらに選べます)
http://www.datasheets.org.uk/datasheet.php?article=2556096

バイポーラ TR 使用と MOSFET 使用の差はありますyogaね。

>361 ですが、ちょっとゴメン。
電圧制御のバイポーラ可変電流源をどうやって作るか、という点に着目していました。
後段のシュミットトリガー部分はだいぶ違いますね。

すいません。どなたか質問に答えてください。
ステレオアンプ等を購入したときに右下がりの周波数特性曲線が添付されてる
じゃないですか？なぜそのような特性になるか詳しく教えてください！

逆に質問させてください。

ではあなたは、どのような周波数曲線になるべきだとお考えですか?
その理由も合わせて教えてください。

>>363
その勢いで
「俺は『右肩上がり』が大好きなんだ。オマエのところの製品の特性は
右が下がってるじゃないか！　右肩が上がった特性のアンプを作ってくれ」
とメーカーに怒鳴り込みましょう！！！

opampでPD（逆バイアスして使用）の出力を受けるてI-V変換する回路を作ったのですが、
光が入ってないとき（＝電流０のハズ）の時の出力が+1V以上でます。

これってオペアンプのオフセットなんでしょうか？
オペアンプにオフセット端子はついてませんでした。

>>366
誰でも思いつくことですが、「発振」とかは大丈夫ですか？

オシロでみたかんじではDCで出ているようです。

電源は+/-9Vの両電源で使っています。

20KHz程度の音声と三角波を比較してPWM信号を生成するんだけど、
500K〜1MHz程度の三角波(のこぎり波でも)を安定して
生成できるだけの周波数特性をもったおすすめのオペアンプない？

>>369
話を聞く限り、�剳ﾏ調のように聞こえるんだけど。
たぶん、専用ＩＣがあるんじゃないの？

>>369
制御定電流源 ＋ Ｃ ＋ ウィンドウコンパレーター ＋ SR-FF のほうが速いし、
直線性も良くできるだろう。あと使うとしたら電圧バッファー。
増幅器に換算して数 100MHz 超えの帯域が要るんぢゃないか？

>>363
ひょっとしてイコライザアンプのRIAAカーブの事か？

ふつう偏差を表示するんじゃない？

ヒント：人間の可聴周波数

NC端子ってグラウンドに繋ぐべきですか？
伊藤氏の本にそう書いてあったんですが・・・

>>369
音声のスペクトル・エンベロープ特性（高域下降）を考慮すると単純な
PWMであまり高精度の変調は無理．　
帯域幅はせいぜい5kHz〜6kHz程度を目標とするのが無難でしょう．
その程度ならLMC555で変調かけられるのでは？

>>375
必ずメーカーのデータシートの指定に従うこと
NCピンをグランドに接続するものだと決めつけては絶対にイケナイ

NCピンと表記があっても
１．ピン（リードフレーム）とチップとはボンディング・ワイヤーで接続されていない
２．ボンディング・ワイヤーでチップは繋がってるがグランドに落としてかわまない
３．ボンディング・バイヤーでチップと繋がってるがオープンで使わなければならない
のどれかはデータシートを読まないと分からない．
本来はIC（Internal Connect，内部接続）であるものが，NCと表記されている可能性もあるので要注意．

>>376
LMC555の無安定マルチバイブレータで数百KHzを発振させて、
コンデンサの電圧と音声をLM358か何かで比較するってこと？

>>378　
LMC555のデータシートを読みましょう．　
555はPWM変調器としても使えます．（中にはコンパレータ回路が入っている）
クロックは外部から供給する必要がありますが，とりあえず実験するだけなら
クロック生成にもう１ヶ別のLMC555を使えばＯＫ．

http://www.national.com/JPN/ds/LM/LMC555.pdf
これの6ページのパルス幅変調回路？
トリガーを250KHz(Duty50%)として、Controlに1/2Vccがかかった時50%を出力したいんだけど
RaとCはどうやって計算したらいい？

>>380 さんへの回答でなくてゴメンなさい。
LMC555 データシートの astable 充電時間 (out=H) は ln(2) * C(Ra + Rb) でなく、
1 - exp(-t/CR) = 2/3, exp(-t/CR) = 1/3, exp(t/CR) = 3, t/CR = ln(3),
　t = ln(3) * CR
の間違いじゃないのか？　
Philips のデータシート ttp://www.doctronics.co.uk/pdf_files/ne555.pdf の mono-stable
Δt - 1.1 RC は近似値として合っている (1.09861)。しかし NS、TI のデータシートは
間違っているようだね。
念のため数式処理プログラムでも試した。
solve(1-exp(-t/CR)=2/3, t);　→　t = LOG(3) CR　(ここの LOG は自然対数)

底がeの対数は、lnと表記すれば注釈なしでイケルよ。

>382
2 〜 4 行目を見てくださいな。最後の行で注釈付で LOG と書いたのは、
使用した数式処理プログラムの出力をそのままコピペしたからです。

"astable = 無安定"と"monostable = 単安定"の式は違って当然かと。

>384
あ、ありがとう。カン違いしていました。電源電圧の 1/3 から 2/3 まで充電するのに要する時間は、
1-exp(-t/CR) = 1/3, exp(-t/CR) = 2/3, t/CR = ln(3/2), t = ln(3/2)*CR -- (1)
1-exp(-t/CR) = 2/3, exp(-t/CR) = 1/3, t/CR = ln(3), t = ln(3)*CR -- (2)
(2) - (1) = ln(3/(3/2)) = ln(2) ですね。たいへん失礼いたしました。

>>377
なるほど・・・
データシートに書いてない場合はオープンにしとくのが無難ですね
参考になりました、どうもです

＞385
＞ (2) - (1) = ln(3/(3/2)) = ln(2) ですね

　これは、

「CR = 1 として、最終式の右辺 (2) − 同 (1) = ln(3/(3/2)) = ln(2)・・」
という意味だよな。 (２ｃｈに限らず、数式を書くのは結構困るよね)

こんにちは、話の流れを切ってしまい申し訳ないのですが、
オペアンプを使って、50Mhzほどの矩形波発振はできますでしょうか。
デューティー比は30〜50％が必要なのです。こちらも自由に設定できるような
回路はあるでしょうか？

どなたか回路図や関連ページのご紹介のほうお願いします。

>>388
できるオペアンプもあるだろうけど、それならロジック IC で発振させたほうがいいのでは？

>>388
釣り乙

別のICも考えているのですが、3.3Vで動かす基盤なのです。
普通のデジタルICは5Vでの動作なので、それらはパスせざるを得ませんでした。
アナログ回路でよく使われるオペアンプで、これができたらそれ以上は無いなぁと
考えていたのですが、やはり無理なのでしょうか・・
3.3V程度でも動作する、50MHzほどの矩形波発振のできるICなどありますでしょうか・・

>>391
Pentium

>>391
74HC14でその発信器が出来るかわからんけど、2〜6V対応って書いてあるよ。
ロジックICは3.3Vなら動くんじゃね？

本当ですか！？
てっきりデジタルICはすべて5Vなのかと思っていました。
でも50MHzとかは普通のロジックじゃできそうにない気がするのですが・・
やっぱセラミック発振子とか使ったほうが早いですかね（でもその使い方も
分からないのです・・）

>>391
総じてOPアンプってのは精密だけどロジックICに比べたら遅いからね。
OPアンプにはいろいろな意味でかわいそうな仕事。

低電圧で速い今どきのロジックICがあればいいけれど、普通に小売してる
74HC/HCUとか74ACあたりも3.3vは推奨動作範囲のうちに入る。
ただ50MHzともなると、実験しながらやった方がいいような気はするけど。

ていうか50Mの方形波きちんと出せるOPアンプは
50MHzの方形波が出せるロジックより貴重だ

「きちんと包茎波が出る」の定義は、高域カットオフが基底波の何oct上の場合ですか？

すみません。質問させてください。

LM3080がジャンクボックスにあって試しに50KHz位のゼロクロスコンパレーター
として使ってみたところとても具合がいいのです。
ところが廃品種みたいで後がありません。同じような8PDIPで比較的
入手容易な後継はあるのでしょうか。
またはそんなもん使うならこれ使え。でもいいです。
宜しくお願いします。

TL070じゃダメ？

>>398
JRCのNJM13600が使えたと思います。

8PDIPの条件からは外れますね　　＞NJM13600

あとひとつ
3080はエレキギター用機材で使われていた有名なICです。
どの程度の数量が御入用か存じませんが、今でもあるところには有ります。

398です。

あの後いろいろググってみたところ最近のレイルトゥレイルOPアンプで
中身がトランスコンダクタンス（但し可変ではない）の品種が存在する
ようです。
同じ特性を示すかも知れません。入手して調べてみます。

どうも有り難うございました。

何の石かと思ったらCA3080/CA3080Aのことだったのか．　ずいぶん古いな

みなさん、こんなスレもあるんですよ。
覚えていらっしゃいましたか？
保守age

CA3080と言えば代替品のNTE996が千石にあったけど、他の店で売ってたオリジナルのCA3080のほうが安かったんだよね…。
別にどっちでもよかったけど、少し損した気分になった。

「6db以上の物ではボルテージフォロワには使えません」とは?

「6dBだから」じゃないの？

って、質問の背景が解らんのだが・・・

↑それ間違い。使用条件での利得余裕 gain margin ＞＝ 0dB でなくてはね。

オペアンプに関して素人の者です。

交流反転増幅回路にて「＋」入力にVcc/2を入力する場合（単電源）、
Vccの電圧を分圧する抵抗と一緒に電解コンデンサも一般的に
付くみたいですが、その理由を教えてください。

>>410
素人宣言の質問にはネタで返すことになってるので注意。

電源に乗ってくるノイズを吸収してVcc/2を安定させるため。
あんまりでかい電解コンは付けないほうがいいような気もする。

>>410
順番を逆にしたほうがいいかな・・・
単電源アンプ使っても、入力にはＧＮＤ中心に振れる信号が入力される場合がほとんど。
直結してしまうと、単電源アンプではマイナス側に振れた時に正しく増幅できないから、
カップリングコンデンサを使って、直流分をカットする。
しかし単にコンデンサを入れただけでは、中心電圧は不安定になるため、
分圧抵抗でＶＣＣの１／２の電圧を作って、バイアスをかけてやる。

あ、カップリングコンの話じゃないのか。すまん。

>>411
その解釈は正しくは無いな。非反転入力をGNDに落とすためというのが正しい。

つか過去何度かこのスレで指摘されてるはずだが、昔からの住人はもうおらんのか。

でも、いいコンデンサ使ってね

まあ、Vcc の 1/2 に限ったわけでもない。×１０正相増幅器の例。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0843.png
まず加減算回路を考え、ちょっと変形して R5 を加える。すると Out の DC 電圧を
1/2 Vcc に設定できる。電源投入後、安定するまでの時間を短くできるのと、低周波の
ポールが１つ減る利点がある。部品点数も減る。(もちろん R4 と R5 は一つにまとめる)
但し使用 OP Amp の同相許容入力電圧範囲に注意。

思うに「1/2 Vcc を作って・・」というのは、両電源用 OP アンプを
単電源で使おうという話。(大昔は単電源 OP アンプなんてなかったし、
高速の単電源 OP アンプが出てきたのは最近。)
同相入力電圧を負電源端子 (Gnd と呼ばれることもある) 電圧の前後まで
許容する OP アンプなら、>416 のような方法もある。

>>410 さんへの回答としては、
それは両電源用 OP アンプを単電源で使おうとする回路です。そのために
擬似的に両電源を作ります。最小限必要なのが抵抗２つと電源バイパス
コンデンサー１個です。あれは電源バイパスコンデンサーなのです。

教えてくれてあがとうございます。
あともう一つ質問があります。
オペアンプを2段組み合わせて作ったときに
1段目が交流反転増幅、2段目が交流非反転増幅という
形が一般的になっているようですが何故でしょうか？
両電源用を単電源として使用している場合、２つとも
非反転増幅だとまずいんでしょうか？
振幅の小さい電圧を増幅する1段目は反転増幅のVcc/2を
中心として増幅したほうが精度がいいということでしょうか？

>>414

過去は知らないのだが、>>410の質問内容に対して

>非反転入力をGNDに落とすためというのが正しい。

とは一概に言えないのではないか。>>414が想定しているＧＮＤはもしかしたらＶｓｓかもしれない。
「交流反転増幅回路」とは有るが、信号元のＧＮＤも1/2Vddにとって有るかも知れない事が想定されていない。
もし信号元のＧＮＤも1/2Vddにとって有る場合にコンデンサがＧＮＤ、Ｖｓｓ間に入れてあればそのコンデンサは
ＯＰアンプのＣＭＲＲが高い周波数で下がる事を補う為に電源とＧＮＤを接続していると見る方が妥当と思われる。

>>419
＞1段目が交流反転増幅、2段目が交流非反転増幅という形が一般的になっているようですが

もしそうなら「その用途にはその構成が適している」という別の理由があるのでしょう。
一般には１段目２段目の反転・非反転は自由に選んでかまいません。

初級 or 中級者のスレになったのかね。説明を初級者向けにすると長くなるので、
後は調べてというスタイルにする。

>>418
だから電源バイパスなんかじゃないって、交流信号バイパス。反転増幅回路の基礎を
を思い出して、非反転入力がどうなってるかを。
つか誰だ、こんな説明を広げた馬鹿は？　「イマジナリ・ショート」と同じでどこかに元凶が
いると思うんだが。

>>420
>もし信号元のＧＮＤも1/2Vddにとって有る場合にコンデンサがＧＮＤ、Ｖｓｓ間に入れてあれば
>そのコンデンサは ＯＰアンプのＣＭＲＲが高い周波数で下がる事を補う為に電源とＧＮＤを
>接続していると見る方が妥当と思われる。

その考え方はもっとおかしい。もしGNDを1/2Vccにとっているなら、必ずVcc-GND間にも
コンデンサ（この場合は正に電源バイパス目的！）が入っているし、非反転入力がGNDから
独立してVee-GND間だけがバイパスなんて形だとAC特性が悪化するだけで何のメリットもなし。

元の質問者を放ったらかすのも何なので
>>419
専門スレといえどこんな状況なんで、自分で確認するという作業は大事だよ。
>>421と同意。信号が反転しているというのが必要な状況なんでは？

>>422
同じ回路であっても複数の解釈のしかたがある場合もありますね。
たとえば一次 CR LPF と不完全積分回路など。
参考： http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0844.png

>>423
違うんだな。例えば電源が非常に安定で電源パスコンも十分にあり、電源ノイズなど皆無
という状況にあっても非反転入力のバイパス・コンデンサは必要。

何故ならこのコンデンサは非反転入力の初段トランジスタをベース接地として働かせるための
交流信号バイパスだから。


ちょっと今日は長居しすぎたんで、続きがあるようであれば後日。遅レスになるやも。

>>424
ｷﾀｰ!!
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0846.png
このような回路ブロックについて、２つの OP アンプの非反転入力端子につながっている
コンデンサと２つの抵抗はどう解釈したらいいのでしょうか。

ごめん。回路図に直流電圧計の記号があるけれど、あれは DC 電源のつもりです。
修正し忘れました。

>>425-426
抵抗：単電源で使用する場合に波形の中心を電源の中心にバイアスさせるもの
コンデンサ：上記バイアス電圧をデカップリングし、高周波ノイズを除去するもの

>>423 の radio0844.png の考え方でいいんじゃないかい？

↑すげぇ〜　ID が *1nF* だって。

0.001uF野郎オメ
nFは公式には日本で使っちゃいけないんじゃないの？

ちょっとすみません、差動増幅器の質問です。

　今、ディスクリート差動増幅器を試しているのですが、低インピーダンスのせいか、
ゲインが設計値より低めになり、原因が今ひとつはっきりしないため、アドバイスをいただければ幸いです。

回路図は
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0848.png
測定グラフは
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0847.jpg

周波数は500kHzで測定しています。
（0.5〜2MHz程度中波帯が目標帯域）

　当初は回路図1で妙にゲイン出なかったので、回路図２のように
エミッタ抵抗を追加して再測定したものの、やはり同じぐらい誤差が出ます。

　また、Miller効果も考えて500Hz、5kHz、50kHzと低い周波数でも再測定したのですが
ほとんど変わりはありませんでした。（2〜3%で測定器誤差範囲内）

　結果、hパラメータでいうところの、hibに理論値との誤差が数Ωあるようでした。
（測定グラフ下の図）

なお、理論ゲイン（電圧）はAv≒Rc/hibで算出してあります。（Rcはコレクタ負荷抵抗値）
またhib=26mV*2/IE(mA）　[Ω]で計算しています。（IEは定電流源の電流値）

　hibは変わるものでは無いと思うので、配線等の固定的抵抗分が影響する
可能性も考えたのですが、誤差を見ると限り電流依存性があるようです。

　今は、ベース拡がり抵抗の影響があるのでは無いかとも考えていますが、
逆算すると、rbb'が数百Ω〜数kΩになりそうなので、50Ω公称値の2SC1815のrbb'が
そんなにあるのかな？？？と悩んでいる状況です。

ヘクトは結構使うのにね…

負荷抵抗が５１Ω？
ＩＥが０〜１６ｍＡで、センターとれるのか？

あぁ〜日本語が分からない・・・汗

オペアンプの問題で、「ｎ〔ｄB〕を実数比で表した場合、整数部は何桁になるか？」
これどういう意味なんです？？

>>434
難問だね(w

>>433

>負荷抵抗が５１Ω？

RF回路が相手なので、全体的に、低インピ―ダンスです。
　実際の（交流）負荷抵抗は50〜100Ω程度を考慮しています。
OPAMPのように次段でバッファをかます予定はありません。

　元々は、トランス結合を想定している回路です。
当初のトランス結合における実験でも計算値と誤差が出ているため、
分かり易いように抵抗負荷で実験している段階です。

>ＩＥが０〜１６ｍＡで、センターとれるのか？

　想定では1〜30mAぐらいを考えています。
そのためのデータを取得しています。

　最大振幅を取るための動作点の設定はしていませんが、
それほど大信号領域で使うのを想定していません。（頑張ってVout=1Vp-pぐらいです。）

　また、最終的にトランス結合した場合、直流負荷線はほぼ垂直になるので
動作点の自由度があると考えています。

　この回路はゲインを稼ぐことが主目的ではなく、ゲインを可変させる方（AGC）
が主目的という事情もあります。

　また、入力インピーダンスも前段の受動フィルタとの整合を第一に考え、
100Ωに設定しています。

>>431
そんな作動アンプ作ろうとする理由がわからない．
他の常識的な設計例を調べてみることをおすすめします．

( ﾟдﾟ)　　５１？

(つд⊂)ｺﾞｼｺﾞｼ

(；ﾟдﾟ)

(つд⊂)ｺﾞｼｺﾞｼ
　　_, ._
（；ﾟ Дﾟ） …？!

>>437
そのように一見「まとも」な考えをするヤシは炒ってよし。

>>434
・・・その前に、ｎを求める問題があるのでは？？？

>>437

>そんな作動アンプ作ろうとする理由がわからない．
>他の常識的な設計例を調べてみることをおすすめします．

そうおっしゃるのも無理は無いかもしれません。

元々、RF用のAMPのAGC手法の定石はあります。
1)フォワードAGC特性を持つTRを使用する方法
2)デュアルゲートＦＥＴを使用する方法
3)PINダイオードのバイアス電流を可変する方法
4)アナログマルチプライヤを使用する方法
5)可変抵抗素子（FET等）を使う方法
6)差動増幅器を使う方法

です。元々6の方法はディスクリートでは一般的ではないようです。
その他にも、ゲイン制御性幅は小さいものの、通常トランジスタでもある程度
制御可能です。またICではPGAもありますし・・・

　1〜2は素子の入手性の問題があり、汎用性がないため採用しませんでした。
　3は通常のPINダイオードでなくても、シリコンダイオードでも問題ないと思いますが（MF〜HF帯ぐらい）
受信信号ならともかく（NF悪化しますが・・）、送信信号用では大信号特性が不安です。
　4はアナログ乗算器（ギルバートセル等の４象現掛け算器）があり
古くはMC1496などのチップが存在しましたが、現時点でアマチュアが容易に入手できるICは
そう多くはなさそうです。また、ディスクリートで組むには少々大変ですし汎用性がありません。
　5は有力候補ですが、あまり大信号特性がよくなさそうです。

　主要な設計要求は、広帯域（500kHz〜2MHz)にわたって、入力インピーダンスが一定であること。
入力インピーダンスは50〜300Ω程度であること、出力インピーダンスは50Ω。
ゲインが最大20dB程度可変できること。
その上、できればゲインがある程度稼げることです。

この仕様を満足するのに、検討の上、一番良さそうな方法は
(1)比較的入力インピーダンスが高く、ほぼ一定で外部抵抗で入力インピーダンスを落とせる。
(2)ゲイン調整の線形性が十分あり、ゲイン調整幅が大きく、計算値との誤差が少ない。
(3)出力インピーダンスの調整が楽。
といった特徴のある差動増幅器を使う方法した。

幾つかの文献では、簡易なAM変調方式用に使っている例がありましたし、教科書にも
（インピーダンスは違うと思いますが）可変ゲインアンプとして記載例もありましたので、それほど変な
応用例ではないかと思っています。チップ内部では普通に使っているのかもしれません。

　そのため、低周波の一般的な考え方とは相容れない方法ですが
RF用のゲイン制御部として差動増幅器を使った専用設計を狙っています。

　どのみち、OPAMPのバッファ部に当たる部分は次のパワーアンプ部が担うので
何よりもRF50Ωの低インピーダンスかつ定インピーダンスの出力を意識してる状況です。

　帰還をかけることも考えたのですが、RFで素人が帰還をかけて位相余裕が
あるのか怪しい部分もあったのと、可変ゲインで使いにくそうだったので→インピが変わる
、ゲインを犠牲にして素のまま差動増幅器を使うことを考えています。

説明しきれず、申し訳ありません。。。

437
までよんだ

やってますな。
ははは　ここじゃ難儀しそうだな、大体こういうセンスないんかも。

原因は hie で正味入力電圧が R1,R2 で分圧されるから。
Ic上げるとウンと効いてきて gain 頭打ちになるんよ。
いっちょあがり!

ははは　Asaseらしくねーな　二日酔い？　徹夜かな w

呼んだ？

>>443
MOSFET 使用の OP アンプの場合も、せひ^2 解説して下さい。

MC1496や同等品は今でも手に入るはず

>>441
小信号用トランジスタで作る作動アンプとしては >>431 の回路は負荷（51Ω）が小さすぎるのではないか？
もっとちょっと妥当な定数で設計してバッファ・アンプをつけるとかするのが普通ではないの？
バッファ・アンプはビデオ用のを流用出来るでしょ

あまり遅レスにならずに済んだかな。

>>425
普通に非反転入力をGNDに落としてるだけに見えるが、何か他のものが見えるのだろうか？
10分ほど見てるとおっぱいポロリがでてくるとか。
それと急いでたので説明忘れたけど、>>423の考え方って電源ラインのパスコンとバイアス回路の
パスコンを混同してる。非常にユニークな間違い方だな。


こういう回路を見たことのある人なら、非反転入力のコンデンサについての説明も楽なんだけど、
709時代のテクニックだから・・・技術ノウハウは伝承されないのかな、暗いぞ日本。
団塊の世代はそんなことも教えずに去っていったか、それとも知らなかったのか。

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「イマジナリ・ショート」は「あんたもエロイ人に騙された口ですか、アハハ」で済むけど、
このコンデンサの役割を誤解するとトンデモ回路を作ってしまう。例えばHFの信号バイパスに
電解コンデンサ使う人はおらんわけで。

逆に質問。
・電源バイパスだって思い込んでしまった人は、どっかの本に書いてあったの？
・それとも見た目だけで、自分でそう解釈してしまったの？　できればその理由も。
・正負電源なら必要ない電源バイパスが、単電源だと必要になるのは何故という疑問を感じた事は無い？
・入力がPNPの場合は電源バイパスはVccとの間に無ければ逆効果になるんじゃ、という疑問を感じた事は？

こっちのほうは完全に遅レスだが
>>419
2段目の非反転アンプって、ゲイン1のバッファではないかい？

>448の最後の2行でなんとなくいいたいことはわかった。
つまり非反転入力側につくコンデンサにケミコンなんぞ使うなよ、ということか。

イマジナリショートが崩れはじめる高周波領域で顕在化する問題だから
それ用にはセラコンしか出番はないが、電源ノイズ由来の話を無視するわけにもいかんだろ。
そっちのが量としてふつー大きいし。

>>414
言われていることは尤もだと思うし、納得できる。
しかし、両電源、片電源問わず、非反転端子にコンデンサをつけなくても、
増幅回路として問題なく動いているように見える。
電源は十分にきれいだとした場合、問題のコンデンサを付けないと、
増幅回路として具体的にどの特性に影響するのでしょうか？

>>443

あ゛〜確かにR2分の抵抗分圧を忘れてた。
（ベース換算計算時に無意識に無視してました・・・。）

　で、今測りなおしたが、5%しかゲイン変わらんとです。。。。
まだ、頭がボケてるようなので、もうしばらく考えますわ。

測定系に問題あるかも・・・

>>441

多分実効で100Ωぐらいにします(w

>>453
ree' ? も 1〜1.5Ω あるし、
hoeで食われるのもあるよ。
R5も50Ω程度の方がいいかも。
ベースのパスコン入っているよね？
ついでにドライブはトランスでバランスの 20Ω くらいにしたら？

つか　全体に電流減らした方がいいんじゃね。

>>454

　エミッタ側の（内部or配線）抵抗は、計算上で1Ω程度あるようです。（たぶん、収束値がそのオーダ）
hoeは全然無視してますが、影響の有無だけ計算してみますわ。

　R5はIE次第なので、今の実験は逆にR5を幾つにするべきかが一つの焦点
だったりするので、少々お待ちを。

　ちなみに、IC以外の差動AMPは、設計も製作も初めてなので、おそるおそるヴァカ
やってないか確かめてたりします。

　あと、ドライブ方式はまさに、バランス信号を考えてました。
Zin100Ωで、1:2のTML-Transか通常のTransで、
およそ25Ω（22Ω＠E6）の抵抗ってところですね。

　今は、ほぼ試験用回路になってますが、そのまま使えたら楽そうという
理由もあり、積極的にCR結合で試してる最中です。

トランジスタがいまいち理解できてないんで、今日は３冊ほど本を買ってきました。。。

　今、ようやく詳細計算＆実験して、はっきりしたのは、Re=0の線形領域の差動入力電圧範囲が
せいぜい2〜3VT程度だってことはよ〜く分かりました。←これは完全に計算忘れたヴァカでした・・・。

maxで5VTぐらいの差動範囲を考えていただけに、これはキツイ。
　やはり、素のゲイン上げて電流落として位相補償したり、帰還回路作ったりしなきゃならんかな〜と
悩み始めてます。

>>451
>つまり非反転入力側につくコンデンサにケミコンなんぞ使うなよ、ということか。
そうでねえって。扱う信号がAFなら容量の大きい電解を使わざるを得ないし、超低域だったら
容量も馬鹿でかくなる。ローノイズだと電解じゃイヤンという人がいるかもしれない。
要は扱う信号によって容量と種類を考えろってこと。
それとイマジナリって使うな〜、ちゃんとバーチャルて言へ。2回もネタフリしてるんだから。
嫌がらせかﾖ
しかしマジだったら困るので、過去スレ読むか「イマジナリショート　岡村」でぐぐってみそ。

>>452
いいポイントを突いてきた！
要はこのコンデンサはベースの信号バイパスなので、無くてもDC特性には全く影響を与えない。
しかしAC的には、非反転入力の初段がベース接地として理想的に働かないことにより、裸ゲインの
低下、ｆ特性の悪化を招く。初段が遅くなることで発振しやすくなるってのもあるかも。

大体においてバイアス回路にコンデンサ入れて電源ノイズを取り除くという発想は、2､30年前のもの。
回路が立ち上がるのが遅れるし、そんなデリケートな用途ではバイアスの定電圧化もしくは
電源ラインそのものに対策するのが常識になっている。
こんな風に電解入れたバイアス回路なんてもう見かけないでしょ？

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それと折角面白そうなエサつけたのに誰か喰いつけよ。全員専ブラ使いか。

けっこうきれいにAAが描けたので、さらに調子づいてみる。
単電源でこういう非反転バッファを見かけることがあるが、非反転入力のコンデンサの役割を
電源バイパスと誤解しているため、単電源の中点は必ずケミコンでデカップリングせにゃーと
思い込んでしまったと思われる。
原理が分かればC、Rが一本ずつ無駄である事が理解できる。正解はあえて載せず。

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>>431
違うテーマに口出すと、レスが錯綜してグダグダになるんで避けてたんだけど、
一段落したと思うのであらためてレス。

hfeの直線性という問題ではないかい？
汎用の小信号トランジスタだと1mAと10mAじゃ4倍ぐらい違っても不思議じゃない。データシートを
見て、hfeの直線性の良いものに変更してみては？

IEで差動回路のゲインコントロールというのも昔から良く使われていた技法で、TA7045を
使った受信機の製作記事が何度か載ってたよ、昔のCQ誌に。

訂正
すまんかった、２SC1815ってhfeの直線性いいのね。30mAまでほとんどかわらない。
そこまで調べての選定だったと見た。　余計な口出しであった。

>456
当方そんなに深くオペアンプを使ったことがないのでヘンなことを言ったとしても怒らないで聞いてくれ。

非反転の入力が高周波領域で理想状態から乖離していくのは何となくわかるんだが、
それを言ったら反転入力側も同じじゃないのかな･･･ってことなんだが。

そしてどっちみちそっちの方で限界が来るから、非反転入力だけ頑張っても、ちょっとだけ
延命できるだけなんじゃないかって。
別の言い方をするとそんなにぎりぎりの絞り出すような使い方をしていない場合はいらないんじゃ
ないかって。

>>455
のびには ree' がいちばん効いてるみたいね。
ピンとさせるには電流減らすしかないね。

素のゲイン上げて電流落として低Zﾄﾞﾗなら なんの補償しなくても
RL: 100Ωx2, Ic: 5mAx2, r5: 220Ω で 10MHz(-3dB)位は行きそう。
gain: 30dB,　のびは -17% (83%), 7dBm(x3:-20dB) 程度。 もっとピンとするの?
たすきﾆｭｰﾄﾛ が使えるから楽に低Ic-HiGain にできるよ。

歪みはギルセルの方がマシだけど直線でないからなー。
帰還回路って？

すみません，質問をお願いします。

+10〜15Vの単電源で動作する，汎用オペアンプでお勧めのものはありますでしょうか。

以前は両電源が使えたので，新日本無線のNJM5532を使用していましたが，
システムの都合により回路の単電源化が必要になりました。

用途は通信の計測用です。
周波数は100ｋHz程度，インピーダンスは50Ω系です。
ゲインはそれほど高くは必要としません。

いろいろ調べたところ，NECのμPC842（μPC4742）がクロスオーバー歪みも無く，
よさそうな感じがするのですが・・・


何かおすすめのアンプがありましたらアドバイスをお願いします。

>>414
ありがとう、少し理解が深まった気がする。
確かに、差動増幅回路の片側にシングルエンドの信号入れているわけだから、
他端の交流接地は必須な気がする。しっかり交流接地しとかないと、
初段の差動増幅回路は、本当の力を出し切れなさそう。
そう考えると、+端子にコンデンサを接続できる反転増幅回路はいいんだけど、
-端子にコンデンサを接続できない非反転増幅回路は、えらく不幸に感じるんだけど
どうなんでしょうか？

>>461
>別の言い方をするとそんなにぎりぎりの絞り出すような使い方をしていない場合はいらないんじゃ
>ないかって。
おぃ、いきなり核心をつく発言だな。

差動入力状態でない差動アンプでは、反転入力から入力がある場合、反転入力側はエミッタ接地。
そしてそのエミッタから電流で入力をもらう形で、非反転入力側はベース接地として
働くことになる。
だから非反転入力側がベース接地（ベースが低インピーダンスで信号GNDに接続）として
充分に機能しないとトータルでの性能が損なわれる事になる。

ただ性能（f特性やゲイン）を損なうだけのことなので、シビアなことを言わなければ
機能的には全く問題ない。つまり性能に拘りの無い人には全く関係ない次元の話なんだが、
それを言ってしまうとこのスレの存在意義が無くなるような。
ただ、個々の部品が何の意味を持っているかを知っておく事は重要だと思う。

>>464
>-端子にコンデンサを接続できない非反転増幅回路は、えらく不幸に感じるんだけど
これも核心をつく発言だな。
正しくは「-端子をGNDに接続できない非反転増幅回路は・・・」なんだが。

メーカ発表のスペックシートはほぼ全て反転増幅回路のものだ。何故ならｆ特性やCMRRは
反転増幅回路の方が良いから。例外として電流帰還アンプなんかは非反転のデータしかないが、
裏技としてこれを反転アンプにすると、初段がベース接地で使えるためｆ特性が良くなる
・・・ハズ。

実際の設計でもまず反転で考えて、非反転を使うのは入力インピ−ダンスの高さが求められる、
または位相が反転しちゃダメという用途だけ、と教えられた。
理由は教えてもらえなかったが、やがてこういう理由なんだなと自分で納得した。

>>463
NJM5532 では不都合な点があるのですか？　電源電圧に比べて最大出力振幅がやや小さいとは言えますが〜

>>437
見かける。と言うかいまだに使う。
多分、電源ラインに対策すれば済むような回路しか設計してないからだと思われ

↑>>437ではなく>>457の間違いです

>>468
より良い回路が未だに見つからないというのは悲しい事だね。そんなに難しくないので
調べてみたら？　あるいは自分で工夫するというのも大事な事だ。

それと一番重要なことなんだが、>>457の回路では電源リプルとか電源ノイズの改善には
役に立たない、むしろ悪化する可能性があることがわかるかな？
それがバイアスにデカップリングを入れることが廃れた理由でもあるんだが。

なんか自信があるようなので後は自学自習してもらおか。

あこうしみ

>>470
知ったか乙

面白そうなんで>>457でシミュレートしてみた。
電源を振ってみると確かに悪化してる。しばらく考えて原理がわかったんで、バイアス回路を
CRDとツェナで安定化すると予想どうり、電源の変動がそのままコレクタにあらわれる。

バイアスの安定化→Icが一定→コレクタ抵抗での電圧降下が一定→電源変動がそのままコレクタに

というわけで>>468-469,472は能無しエンジニアであることが判明。じつは単なる脳内エンジニア
だったりして。

わからないのは、なんでこんな回路が考案されたのか。

>>473
気の毒な位、ど素人だね。学生さんなんだろうな。
中高生程度の自分のシミュレーション結果をもって「能無しエンジニアであることが判明。」
なんて言えるうちは「なんでこんな回路が考案されたのか。」なんて判るはずも無い。
せいぜい勉強してくれたまえｗｗｗ
まあ、別にエンジニア以外に向いた仕事も有るだろうから気を落とさずに。

ただのパスコンに見える

小学生でもわかる簡単な算数が理解できないというのは、やっぱり脳内か・・・
これ以上弄るのは哀れというもんだな。>>474

>>476
小学生の算数でしか物事を考えられないとは気の毒に。いや、リアルで消防なのかｗ
何れにせよ、社会人でなくて良かったね。エンジニアになってたらまともな仕事なんて出来そうに無いからな。

まともなエンジニアは小学生だの中高生だのバカにしあったりしないよ。

確かにｗ
まあ、俺はまともなエンジニアじゃ無いって事だな。そしてそれは事実だと思う。

>>473
見込みの無い者は放置する方針なので、以後放置していたんだけど。

お見事、原理はその通りです。しかし最近は何でもシミュレータなのね。この程度は
手計算の範囲内だと思ってたんだが。まあこの業界は正誤がはっきりわかる世界なので、
その点は気持ちイイね。わからんのはオタの世界という。
しかし原理をすぐに理解して更にバイアス安定化で試すなど良いセンスを持ってるねと、
おだてておこう。順を追って説明したいとこだが、一気に結論に飛んだ感じ。

>>468-469,472が脳内エンジニアというのは想定外だが、さらに恥の上塗り>>474が出て来る
ところをみると図星かもね。そういえばQという馬鹿もんがいるなあ、この板には。
知識が無い上に国語と算数が苦手なので、論理的な話ができず、おまけに24時間粘着するという。

>わからないのは、なんでこんな回路が考案されたのか。
いいところを突いてくる。やっぱりセンスいいと思うわ。いい流れがあったなら
そこまで説明しようかと思ってたんだけど、変なのが来たので止めた。
その説明をできる人はリタイアしたか両足揃えちゃってると思うので、なりかわって推測すると、

この回路（バイアスのデカップリング）が考案された当時は、抵抗負荷ではなくトランスや
Lが負荷であった。つまりIc一定であれば磁束変化はなくノイズは発生しない。
しかし抵抗負荷になってからも昔からの回路を盲目的に引き継いだ。そしてある時その間違いに
気付き、以後お蔵入りとなった。

という経緯であると思う。まあ「イマジナリショート」が流布したようなもんかと。

ICを使う設計が主流なのでバイアスの安定化など考えなくて良い（変なことをするとかえって
悪化させてしまう）時代だけど、ディスクリートで組む必要のある場面ではバイアスの安定
というのは重要な課題だ。

>>470で何も語らなかったのは馬鹿に教えたくないというより、私のというか会社のノウハウに
なっているので公開できないというのが真相。よって「じゃ回路を教えろ」というリクには
応えられない。問題点は指摘したので後は自分でね、というスタンスは変わらないので
興味ある人は頑張ってね。

さらなるヒントは、コレクタ電位の変動を抑えるバイアス回路にするということ。

小学生レベルに対し、まだ文明を持っていない
原人レベルの質問なんですが。

単電源のオペアンプでGND-0.3V以下の電圧を
入力してはいけないという規格があります。
1段目は交流反転増幅でオフセット（非反転入力に2.5V）が入って
おり入力は問題ないですが、1段目の出力で、DCカットのコンデンサ
と抵抗を介すと、全部ではないんですが、ある部分で-0.3Vを下回って
しまうパルスが2段目の交流非反転増幅に入ってしまいます。
フィルタを絞っていく方法だと必要な信号まで減衰させてしまいます。
何か良い方法はないでしょうか？

ダイオード

>>481
L負荷だとRと同じようにGNDとの間にノイズが出るんじゃないの？

>>484
すまん、これは書き方が悪い。以下のように訂正。
>つまりIc一定であれば磁束変化はなくノイズは発生しない。
　　↓
>トランスでIc一定であれば磁束変化はなくノイズは発生しない。

>>482
方形波の微分波形で悩んでるんだろうか？　方形波を通そうとしてるのなら、AC結合でそれは無理。
結合容量の増加である程度はできるけど、基本的にはローパスフィルタで阻止するしかない。
扱えない信号は入れないのが基本。

>>481

さすがに馬鹿にしか見えない。オーディオ帯域の、IC でしか組んだことの
ないとーしろとしか思えないな。もともと電源リプルとかノイズを抑える
ための抵抗挿入じゃない。

デカップリングって何か分かっているのかな。

1.5V(できれば1.0V)で動作可能なOPアンプは無いでしょうか？

>>480
>見込みの無い者は放置する方針なので、以後放置
弄ると墓穴を掘って自滅するのが面白かったり、ま、一応放置と言う事で。

しかし2ちゃんで、こういう知識が得られるとは思わなかった。どんな本に書いてない。
感謝というよりお願い、そのノウハウまとめて出版していただけませんか、>>470（=414でしょ？）さん。

>>480−>>481
勉強乙です。その通り、負荷がＬ負荷、タンク回路等の時に効果ありますね。しかしそれだけでは有りません。
まだ沢山のメリットがあるので更に勉強される事をお勧めします。
尚、調子づいて書いている>>458についても痛い過ちを犯しているので再考される事をお勧め致します。

しかし、何でも知ってるつもりで、得意になって小出しにしてるような痛い書き込みの何処が楽しいんだろうねｗ
普通のエンジニアからすると、本をちょこっと読んだだけのくちばしの黄色い、ひよっこ学生みたいな書き込みで
よく恥ずかしくない物と関心しますｗ

しかしシミュレーション房の>>473といい、痛い奴が多い。まあ、こいつは人間が腐っているだけだがｗ

>>488　MAX4289 などがある。

>>489
>>481　>私のというか会社のノウハウになっているので公開できない
オーナ社長なら兎も角、リーマンならエンジニアとしてはやってはならん行為。
やるバカもいるみたいだけどな。

変なのが居るが、世間では夏休みが始まったとわかるな。

そのノウハウって口頭伝達じゃなくて報告書とかそんな形になってるんですよね？
この貯蓄手法もノウハウだからあまり深くも聞けませんけど

お話中にすみません。
教えてください。

マイコンなどのデジタルICから出力されるHとLの信号(0Vと5V)の
電圧を0.5Vくらいから5Vまで可変して取り出す回路を作りたいのですが、
何か良い方法はないでしょうか?
デジタル信号の仕様は、0Vと5V、周波数50MHzくらいまでで、
出力された波形のLからHとHからLをなるべく直角にしたいです。
10%-90%で2ns程度がいいのですが、5nsくらいでもいいです。

自分なりに調べたり考えてみたのですが、いい方法がわかりません。
1　74シリーズにLVX164245だったか、入力側と出力側の電源電圧が別々の
　　ICがあったのですが、出力側の電源は2Vからでした。(残念です)
2　速いコンパレータを使って出力のプルアップ抵抗の電圧を可変して
　　供給すればよいと思ったのですが、高速なコンパレータには
　　オープンなんとかという出力のものが見つかりませんでした。
　　自分自身の電源電圧で出てきてしまうようです。
3　高速のプログラム可能ゲインアンプを使うと40DB以上の変化が得られるのですが
　　入力が(+)と(-)の2つの端子があるので、マイコンの出力のような
　　片側エンドの信号は入れられにくいですし、出力も(+)と(-)でしたので
　　これも片側エンドにするには、ちょっとむつかしいし思いました。
　　トランスを使って差動エンドと片側エンドを変換することもできますが
　　直流が通りませんのでだめでした。

なにか良いICや回路例などを知っている人がいましたら、おしえてください。
よろしくお願いします。

>>495
ごく素直に抵抗分圧器を使えばいいのでは。信号発生器の出力アッテネーターと同じ。

ありがとうございます。
たしかに抵抗でもいいと思うのですが、減衰度を可変させたいのです。
可変させるための部品、例えばボリュームなどだと、配線が長くなって
波形が歪まないかと思っています。リレーで切り替えることも考えたのですが
減衰の段階をたくさん取ろうとすると、パターンが長くなって.....

言い忘れました。
あと、この出力をつなぐ相手の回路の入力抵抗が高くないため、
緩衝増幅の意味もあって、受動的な抵抗だけだとマズイのではないかと
思っています。

周波数帯域が数百 MHz ともなると、インピーダンス整合のことを考えなくてはならないでしょう。
高周波の領域では 75Ω とか 50Ω の定インピーダンス減衰器が広く使われています。
参考　ttp://www.mwave-lab.jp/vr_att.htm

>>482
せっかく1段目でＤＣカットしてるのに2段目もＤＣカットするのはなぜ？
一段目のゲインが大きすぎて出力にオフセットが大きいとか、低域の減衰率を大きくしたいとか？

2段目の非反転増幅はちゃんと1/2ＶＤＤにバイアスされてますか？
2行目に書いた理由が無ければ2段目の非反転入力は1段目の出力に直結でも良い様に思いますが…
使ってる回路をうｐした方が良い回答が得られるかも。

>>495
コスト無視ならこれどうぞ。　AD8036

>>501
10% 〜 90% の立上がり立下り時間 5ns は無理じゃなかろうか。

>>495-498
SN74LVC2G53 (2G66 でも可) を使って出力を +xV と Gnd に切り換える方法もあります。
+xV が出力振幅を決めます (Vcc 以下)。
最大 ON 抵抗 10Ω程度@Vcc=5V、最大トグル周波数 200MHz 程度@Vcc=5V くらいの性能が
あります。立ち上がり・下がり時間は何とか 5ns 程度に収まりそうです。
負荷抵抗が小さい場合は必要なだけ素子を並列接続します。
ttp://www.tij.co.jp/jsc/docs/sll/signal/analog/package.htm

>>503
必要とする周波数帯域上限の波長と比べて配線長が十分短いときは、それもいいですね。

自演失敗？

＞505　ばれたか。ゴメン。

>492
レスどうもです。
これで昇圧回路を取り払える(ﾉ∀`)･ﾟ･｡

>>507
あんなに遅い OP アンプでもいいんですか？

>>489
>弄ると墓穴を掘って自滅するのが面白かったり
LEDチカチカとか初心者質問で技術奴隷のコテで、プロならやらない間違いをイロイロ
開陳しているのでご覧あれ。但し絶対弄らないこと、このスレみたいにQ粘着されるから。
あと>>493の意見に全面同意。エンジニアの仁義だね。

>>494（＝>>489？）
ノウハウというか技術の伝承に関しては重要でかつ深刻な問題であり、話が長くクドクなると
思う。スレ違いの感があるのでここに書いとくから読んでみて。

__【生態】__今どきの新人__【観察】__2期目
http://science4.2ch.net/test/read.cgi/denki/1153817737/9

出力インピーダンスの高いセンサからの信号を
オペアンプで増幅＆位相敏感検出っぽい事をしようと思ってます

2個入りのオペアンプの片方で普通のボルテージフォロワにしたものと
もう片方で-1倍の反転増幅器を作り、
それらの出力をたす際にはどのような要素が誤差になるでしょうか？

>>509
出てきたな知ったかぶり。>>487や>>490の回答はどうした、勉強出来たかｗ
>>486みたいな頓珍漢なレスするくらいなら引っ込んでな。
技術奴隷の方がよっぽどまともだｗ

>>509
うはっｗ
間違いを指摘されているのに「粘着される」ですかｗ
しかも、他のスレでしか使わないコテをIDで調べて別スレで間違いを指摘するなんざ、粘着以外の何者でも無いと思いますがｗ
まあ、技術奴隷は間違った事を書きますが、指摘され間違ったと気づけばその旨レスするし、納得いかなきゃ議論する。
その辺が粘着４７０と違う所だな。

まあ、設計や研究する人間にとって粘着気質と言うのは重要な資質と考えているので全て否定はしないが
君は粘着の方向性を間違えているよ。

>>510
誤差もピンきりだからもう少し具体的な情報が無いと、ブレが大きい。
ロボット検索じゃ無いのだからもっと具体的な仕様とか回路をうｐするなりした方がいいと思うよ。

>>511
よっぽどって…ｗ

　　　　　　　　　　　　　　　　　R2
　　　　　　　　　　　 .┏━━VVV━━┓
　　　　　　　　　　　 .┃　　 　C2 　　 ..┃
　　　　　　　　　　 　.┣━━┥┝━━┫
　　　　C1 　　R1　 ..┃ 　|＼　　　　　.┃
ｷﾀ━┥┝━VVV━┻━|−.＼　　 　.┃
　　　　　　　　　　　 　　　.| ( ﾟ∀ﾟ)━━┻━ !!!!!!
　　　　　　 　　 　 　┏━.|＋ ／
　　　　　　　　　　 　┃ 　.|／
　　　　　　　　　　 　┻

これってどういう動作するのか教えてくれませんか？

ｷﾀｰ--!!!が入力されると、ｱﾋｬが出力される。

>>515
定数によって色々動作が変わる。オーディオアンプになったりノイズ発生器になったり様々。
なのでこれだけではなんとも言えないのだけど、一応、一般的な特性を説明すると
まず、グラフ用紙に上すぼまりの台形を描いた所を想像して下さい。
横軸が周波数で縦軸がゲインです。
台形の左肩の周波数は1/(2*pi*C1*R1)
台形の右肩の周波数は1/(2*pi*C2*R2)
台形の上辺のゲインはR2/R1
台形の左右の傾きは周波数が2倍になる毎に６ｄｂの傾き

バンドパスフィルタとも呼ばれます。

>>509
自分で弄くるなって言いながら弄くるからアホを呼ぶ事になる。
以降このアホを弄くる事厳禁！！

>>518
日本語でおｋ

>>515
R1が∞大ならなーんにもしません
C1が∞小ならこれまた、なーにもなりません。
それより、電源のないOP・AMPは、動作しません。

>>515
R1が∞大ならなーんにもしません
C1が∞小ならこれまた、なーにもなりません。
それより、電源のないOP・AMPは、動作しません。

そもそも、ぜんぜん繋がって無いじゃんｗ

>>521
素直に0と(ry

20MHz-100MHzくらいの矩形波発振器を作りたいのですが、なにかいい方法はありませんか？

>>524

リニアテクノロジに抵抗一個で可変できるのあったよ。
あとMaximにはI2Cインターフェースのオシレータがあった。

>>524
７４AC１４の1ゲートの入出力を接続して電源電流を制御してやれば２００MHｚ以上迄可変出来る。

>>515-517
ttp://science4.2ch.net/test/read.cgi/denki/1072100443/7

発振回路。出力はデジタル風で可。可変範囲は広く、ですか〜。
　74AC14 一段帰還の直列抵抗付き。
　74AC INV のリング発振器。
さて、どちらが得？ 74ACT っていうのもある。
ぜひ全部試して、報告して下さいなぁ。待ってますょ。

教えてください。
回路の電源SWをOFFにした時に、短い時間(0.5秒とか)で電源線の電圧を
しっかり0Vまで落としたいのですが、何か良い回路はありますでしょうか?
電源SWをOFFにした後、スグにONすると、電解コンデンサに溜まった電荷で
電源電圧が落ちきらずに再び上昇してしまい、あるICが誤動作を起こすんです。
これを確実に0.6V以下にする回路を考えていたのですが、行き詰まりしました。

考えたのは、電源(+)→抵抗→FET(トランジスタ?)→GNDという経路で
電源OFF時の消費電流を増加させれば・・・と思ったのですが、
FET(トランジスタ)のゲートを駆動する電圧も一緒に落ちてしまうのでダメ。

電源間に抵抗を追加して、常時消費を大きくするのも、電解コンデンサの
ことを考えると、何をしているのか意味がなくてダメ。

お助けください。

>>529
>>あるICが誤動作を起こすんです
このＩＣが何か記載がないが、ロジック回路であれば「電源監視ＩＣ」で制御する
５Ｖ回路であれば４Ｖ以下とかで、でリセット信号を出してくれる。

電源投入→４Ｖまではリセット状態→４Ｖを超えるとリセット解除
電源ＯＦＦ→４Ｖまでは動作→４Ｖ以下になつたらリセット！！

製品により上記の４Ｖは「固定」のものと「可変」の物がある。


>>あるICが誤動作を起こすんです
このＩＣがアナログＩＣなら、回路上でテクニックが必要となる。

過渡特性を速めるのは微分器だっけ？

＞531
微分器を２回使うと光速を超える。やってはいけません。

>>529
トグルスイッチの３本の端子を端から順に
（電源＋）（回路＋）（抵抗通してＧＮＤ）
が安上がりかな。

>>529
余りお勧めはしないけど↓こんなのでどう？
ttp://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0903.png

緑の波形が電源、青が100μFと負荷として10KΩ、赤がそれﾌﾟﾗｽ放電回路。元の電源が落ちてから0.2秒でほぼ０V迄放電している。

>>529
それやって他の回路が破損しないか調べた方がいいぞ。
例えばその電源が３端子レギュレターに繋がってて、その後ろの電圧が
落ちてないのに無理やり大元を0Vになんか落したら壊れる可能性あるよ。
保護回路がしっかりあるなら良いが、無いのもかなり見かけるぞ。
解決策は >>530 さんと同意見。

>>518
自演乙！アフォ

TL081というオペアンプを使って増幅器を組もうとしているのですが、
（データシート ttp://www.st-japan.co.jp/99_04_search/pdf/2299.pdf）

このオペアンプの出力インピーダンスは200Ωって認識でOKでしょうか？
出力ダンのトランジスタのエミッタからぶら下がっている100Ωも考えて
300Ωになるんでしょうか？
それとも100x2が並列で50+200の250Ωなんでしょうか？
よろしくお願いします。

追記
周波数は〜10Hz程度
ゲインも数倍もしくは1倍（ボルテージフォロア）です。
よろしくお願いします。

>>537
300Ωになる。

MAXIMUM PEAK-TO-PEAK OUTPUT　VOLTAGE versus LOAD RESISTANCE
の表を見れば判る様に、無負荷に近い状態の出力振幅が半分になる時の負荷抵抗は300Ω
この時、内部抵抗と同じなので1/2に分圧される。

但し、１０Ｈｚ以下なら上記表以下の出力電圧については追従するし、それ以上は出ないので歪む。

ほんとか？？　　ボルテージフォロアならＮＦＢ１００％だよな？？

>>540
意味不明なので疑問点を詳しくおｋ

”オペアンプの” (増幅回路ではない）　って言われれば300Ωか…
>537にとってはかなり意地悪かもしれない。

みなさ〜ん、あたま大丈夫ですかぁ？

データシート ttp://www.st-japan.co.jp/99_04_search/pdf/2299.pdf
オープンループの出力インピダンスは300Ωかもしれないが
ボルテージフォロアであれば、出力電圧は入力電圧に追従する
例えば１００Ωの負荷で、ＯＰアンプに１Ｖの入力があった場合、
ＯＰアンプの出力電圧が0.99Vであれば、出力インピダンスは≒1Ωとなる
これは内部の出力段が飽和しない範囲での話しだが。

あーあ、罠にはまったよ

いろいろとお答えありがとうございます。

シミュレータで
出力端子--200Ω---反転入力端子
としてボルテージフォロアくんだところ、負荷抵抗を変えても
負荷にかかる電流は、非反転入力端子電圧÷負荷抵抗で決まりました。
ってことはNFBがかかっている状態では出力インピーダンス≒０
オープンループの出力インピーダンス＝300Ωってことでいいのでしょうか？

例えば、TL082（TL081二個いり）の片方でバッファして
もう片方で、R1=R2（理想的な場合）な非反転増幅器を作ると、
ゲイン-1倍となり初段のバッファの出力インピーダンスによる影響はなし。
ってことでいいんでしょうか？

質問ばかりですいません。

訂正
もう片方で、R1=R2（理想的な場合）な非反転増幅器を作ると、
→もう片方で、R1=R2（理想的な場合）な反転増幅器を作ると、
凡ミス失礼。。。
ちなみに電源は±15V 信号は0 〜 -3V程度を想定しています。

>>547
そのとおり、ただし理想的なＯＰアンプなら、出力インピーダンス０Ωだが
実際には≒０Ωとなる、

オーディオマニア風に言うなら、出力インピダンスと負荷抵抗の比がダンピングファクターだな

>>544
ウーム、残念。50点だな。
追従する件は>>539に書いてあるし、そもそも>>544は仮に≒1Ωと言う話だけで>>537の答えにもなってない。
更に言えば
>ボルテージフォロアならＮＦＢ１００％だよな？？
と言うのは正しいが、それは必ずしもOPアンプの出力が追従する事を意味していない。
基板内で使う信号なら>>540の想定している回路が使われる事も多いが
例えば基板の外に信号を引き出す為にバッファとして使用する場合、出力に保護抵抗を付ける事は良くある。
（と言うか、学生の作った回路ならいざ知らず、出力保護が考えられていない回路なんて設計してきた外注は出入り禁止だなｗ）
しかし、せっかくの高性能なボルテージフォロアなのに出力の保護抵抗で電圧降下を起こしては意味が無いので
ttp://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0905.bmp
の様な回路にする訳だが、これもボルテージフォロアだ。入力に対して出力が追従する。
但し、負荷が重くて保護抵抗Roで発生した電圧降下分をOPアンプが補正して出力端子に出力する。
つまり、一般的には、ﾎﾞﾙﾃｰｼﾞﾌｫﾛｱと言うのは、OPアンプの出力端子でなく、帰還抵抗が接続されているポイントが
入力電圧と同じになる様にOPアンプの出力をコントロールする物と言える。このボルテージフォロアで
出力が１VでOPアンプの出力が２Vの時、>>540が言う所の出力インピーダンスはいくつになるのかな？

更に、>>537は「出力インピーダンス」と言ってるだけで、直流インピーダンスとも交流インピーダンスとも言ってない。
（想定していないだろうが）交流インピーダンスの場合、周波数が上がればアンプ自体のゲインが下がるので
例えNFB100％だろうと出力は入力に追従しなくなる。

オペアンプを語るには、みなさんあたま悪すぎ！
って言うか、酒の肴にさせてもらってるｗ
>>544とか、爆笑ものだよ。

レスありがとうございます。
学生です。出力保護なんて初めて聞きました…
インピーダンスはほぼ直流分のみを考えています。
バッファの前に時定数10m秒程度のLPFがありますので。

>>549（技術奴隷）さんの回路図
コンデンサは位相補償、Roは出力が基板外でショートしたときとかのの保護ですよね？
Rfはなんでいるのでしょうか？
また、その回路図におけるPcboutsideの点に着目した場合、
それ以外の全てをブラックボックスと考えるとpcboutsideの電圧を負荷が何であれ、
出来る限り非反転入力端子の電圧にしようとす出力インピーダンスの低い(≒０)な電圧源
とみなせますよね？

>>550
>>>544とか、爆笑ものだよ。
いいなァ　俺なんか悲しくなるだけだよ

毎度のことだが元々の質問者をないがしろにして、その質問レスを釣りの為の餌目的にしか
使わないオタ丸出しの性格は悲しいな･･･
わざと隙を作って釣ろうとしてるのﾐｴﾐｴだもんなー

>>549の>>539での発言もイタすぎ。300Ωなんて言い切っちゃってるしｗ
たぶん「消したい過去」だと思う。

本人は意外と真剣だったりする、自分が指摘されたので、質問者の想定していない所まで
「ひっぱり出してきて」なんとか正当化しようとしている。

質問者は「シミュレータで 」って言っているのだから、周波数が高いだの関係ないと思われる

>549だろ？

他人に50点とかの採点する前に、自分の採点しなきゃ
ちなみに>>539は、0点だよｗ
>>549の書き込みは、差し詰め「恥の上塗り」だな。

批判した書き込みが正しくなければ、反撃されるってこった。

Qが居着くとスレのレベルが落ちるな。
弄くらないように注意されてるので、デム氏の間違いを訂正する方向で話をすると、

―VVV― AAで電気・電子回路図を描くスレ ―||―
http://science4.2ch.net/test/read.cgi/denki/1072100443/7,8
C1、C2は互いに干渉し合うので単独では決定できない。平たく言えばお互いにその効果を阻害する
形で干渉するので現実では使わない。当然BPFとしてこんな回路が例として上がる事は無い。


自分でネタふって他人のレスをコピペして、知識があることを誇示するつもりが、
その間違いに気付かないものだからかえって無知を晒す事になるという。
自演してまで墓穴を掘るというパターンはかわらんなぁ。

もう一つ　
ＯＰアンプの出力インピダンスとは、保護抵抗とか関係なく
ＮＦＢを含めたオーバーオールの出力インピダンスを言うのではあるまいか。

出力につながる回路から見た場合の入力インピダンスと等価のがずだが。

>>551
レスが遅れてすみません。海に潜りに行ったら疲れて寝てしまいました。

さて、ＬＰＦにも色々薀蓄は有るのですがそれは置いといて、直流分のみ考えている件、了解です。
しかし、考えるのは只ですし（実際は金掛かってるとは思うがｗ）考えているのとそうでないのでは
出来上がる物の質は大幅に違ってくるので是非考えておいて欲しいものです。
所で何を設計されているのでしょうか？OPアンプの出力インピーダンスが問題になりそうな物と言うと…
オペアンプに内蔵されている抵抗は純粋な抵抗では無く非線形な特性を持つので、回路によっては
考慮する必要が有るかもしれませんが、基本的に３００Ωの内部抵抗は存在するので
いつも頭の片隅に入れておくと良いでしょう。まあ、出力に１０KΩの負荷が繋がる時にまで
詳細に検討する必要は有りませんが、設計に慣れてくればその辺の勘所は掴める様になると思います。
それから、入力にLPFが付いているとの事ですが、OPアンプの非線形性により、小さい振幅の信号によって
ドリフトが発生して問題になる事があります。まあ、これも何を設計しているかによるのですが…

閑話休題、>>549の回路中、Roは基板外でのショート保護もそうですが、例えば入出力のBNCを間違えて接続してしまったとか
装置の電源コンセントを抜かないで装置間や測定器との接続をしたりとか、装置の電源投入順序とか
色々とOPアンプに過酷な条件はあります。出力をGNDに対してショートする程度であれば
OPアンプ内蔵の保護回路で済む事もありますが、装置の外に信号を引き出すときには素人設計といわざるを得ないでしょう。

さて、そのような訳でRoを追加する訳ですが、そのままでは問題が有ります。外部の装置や測定器に信号を渡したいのですから
当然、ケーブルが繋がる訳です。そうすると、例えばケーブルが同軸の場合、100pF /m位の容量を持ってますので
数メートルも伸ばせば数百ｐFもの容量を繋げるのと等価になります。そうすると、Roとケーブル容量で位相が遅れ
フィードバックをかけると発振してしまう訳です。ではRoを無くしてしまえば良いかと言うと、OPアンプ内部には300Ωの
内部抵抗がある訳ですから状況は変わりません。それどころか、位相補償を掛ける場所がないので手の打ちようが無くなります。
ボルテージフォロアは出力インピーダンスが低いし、扱う周波数が低いから問題無いなんて考えてるとろくな物に仕上がりません。
高い周波数を扱う場合はケーブルをドライブ出来るだけのパワーのあるドライバが使われるので問題は無いですが
低い周波数を扱うためにそのような無駄なバッファを付ける理由は有りません。なので、低い周波数でも
OPアンプ内部の抵抗は重要になってきます。

さて、前振りが長くなりましたが、位相補償して、OPアンプの応答を落とす場合、Rfが無いと、位相補償用コンデンサはRoと
並列に繋がる事になります。つまり、先ほど書いた、Roを交流的にショートするだけの物になります。
あとは判りますね？

長くなったので割愛しますが、これらの抵抗にはその他にも意味があります。つまり、一本抵抗を減らすと複数の問題点が発生します。
オペアンプに限らず、一つの部品がいくつもの意味を持っている事は良くあります。なので>>457とか>>458みたいに、前提条件無しで
「XX個の部品は不要である」なんてのは愚の骨頂。
せっかくシミュレーターが使えるのですから色々試して見る事をお勧めします。

>>557
反撃してるつもりかいｗｗｗ
ぜんぜん技術的な内容が書かれていないようだが？
世間一般ではそれを荒らしといふ。


>>558
>当然BPFとしてこんな回路が例として上がる事は無い

ここでも見て勉強してはいかがかな。
ttp://miyasan.serio.jp/series2/noise161.html

まあ、普通のエンジニアにとって常識だが、バンドパスフィルタというのは
狭帯域と広帯域が有る事を覚えておいた方が良い。


>C1、C2は互いに干渉し合うので単独では決定できない。

アホも休み休みいいなはれｗｗｗ
>台形の左肩の周波数は1/(2*pi*C1*R1)
>台形の右肩の周波数は1/(2*pi*C2*R2)
この式からどうして

>平たく言えばお互いにその効果を阻害する形で干渉するので現実では使わない

なんて言う結果が導き出されるのだ？中学生からやり直した方がいい。

>>558
ちなみに俺がコピペした訳じゃ無い。自分でした事を人のせいにするのはいくない！

突然の闖入ですが
>TL081というオペアンプを使って増幅器を組もうとしているのですが
オペアンプの選択するための前提として
　入力側の要件　
　　1.使用電源電圧　　　　　　（+/-　X [V])
　　2.周波数範囲 (10Hz以下）
　　3.信号源電圧振幅　　　　　（0〜＋3V）
　　4.信号源出力ｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽ　（ﾎﾞﾙﾃｰｼﾞﾌｫﾛｱｰなので不要）
　出力側の要件
　　1.出力電圧振幅　　　　　　（0〜＋3V）
　　2.最大出力電流　　　　　　(　？　mA）
この条件とデータシートから
　　電源電圧　：　Y=30/26*(3+Iout*300)　
　　　　　　　　　　　+/- Y[V]以上が必要条件です。
　　
　　電源電圧が+/-5Ｖで+3Ｖ出力時の駆動可能電流は
　　　　　　　　　　Iout=(5*26/30-3)/300*1000
=4.4mA
　　　　　　　　　　26/30の係数はMaximum P_P　Output　Voltage versus　Supply Voltage
　　　　　　　　　　のグラフからの概算値です。
　　　　　　　　　　Ｎo546の質問の場合では
　　　　　　　　　　R1+R2=(+3-(-3)）/.0044=1.36　KΩとなります。
苦言を呈すれば出力ｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽはｘｘｘΩ云々なんて聞き方をするからヤヤコシクなったので
使用条件を明示してこのアンプで使えますか程度の聞き方をされた方が答える側に対して
の礼儀ではないかと。（全数行はｼﾞｼﾞｨのつぶやき程度に聞き流してしてください）

>560は、「長文の割りに中身が無い」ことがウリですか？

っ「3行以上のｶｷｺは読み飛ばされる」

中身があるかどうかは読み手にも因るな。データーシートも最初の3行しか読めない奴だって居るだろうし。

>>566
それは、自分のことかな？

>566
あんたの書き込んでいる内容が理解できるから、「中身が無い」と評価しているわけだよ。
アキバあたりでちょいちょい目にする、技術談義好きのシロート程度だよ。
たしか、出力抵抗は300Ωでしたかな？

ALL　>>518

・小信号出力特性と大振幅出力特性をゴッチャにする。
・定電流回路の出力抵抗は∞。エミッターフォロワーの出力インピーダンスは小さい。
・OP アンプを帰還を使わずに動作させるとして話を進める。

な〜んてやると奇怪な結果を好きなだけ導けるョ。初心者はそこに引っかかって悩むのだろうが。

>>563
>　　電源電圧が+/-5Ｖで+3Ｖ出力時の駆動可能電流は
>　　　　　　　　　　Iout=(5*26/30-3)/300*1000
>=4.4mA
>　　　　　　　　　　R1+R2=(+3-(-3)）/.0044=1.36　KΩとなります。

普通のOPアンプはバイアス回路を定電流回路にしてます。データーシートの等価回路で言えば
右側のツェナーとトランジスタがそれに当たります。
ですので、±１５Vの時のMaximum P_P　Output　Voltage versus　Supply Voltage
をもって±５Vの時の駆動電流を推定する事は困難では？
定電流によるバイアス回路は、電源電圧が下がった時の出力トランジスタのドライブ能力が下がらない様に働きます。

かなり昔、まだ０８２オペアンプが発振しやすかった頃、±５Vの電源で４７０Ω負荷の時、３Vぎりぎり出たので
５１０Ω負荷で使用した記憶があります。
仮に500Ω負荷で３V出力が可能とすると

2V/(3V/500Ω)
≒333.3Ω

となります。等価回路から、トランジスタのＶｂｅ分等を考慮する必要が有るので、純抵抗の300Ωでは無くなりますが
1.36　KΩというのはちょっと誤差が大きすぎではないでしょうか？
実際に過度現象を考察する時には300Ω＋ダイオードの方が妥当と思いますがいかがでしょう。

>1.36　KΩというのはちょっと誤差が大きすぎではないでしょうか？
>実際に過度現象を考察する時には300Ω＋ダイオードの方が妥当と思いますがいかがでしょう。

Ｎｏ563です。
Ｎｏ537殿　　　今見直したら答えになってませんでした。失礼しました。
　　　　　　　　　１ＭＨｚ以下の周波数で、駆動能力内（電圧降下しない範囲の負荷です）≒0Ω
　　　　　　　　　これを超える範囲では序々に大きくなってゆきます。抵抗分は最大≒300Ω
　　　　　　　　　
技術奴隷殿　　ご指摘ありがとうございます。小生の言葉足らずでした。
まず出力ｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽ云々で駆動能力を知りたいのかと判断しました。
データシートを見てこのアンプは使用可能なのかどうかの概算方法を書いたつもりです。

MAXIMUM PEAK-TO-PEAK OUTPUT　VOLTAGE versus LOAD RESISTANCEからは軽負荷時の
電圧スイング能力は電源電圧の26/30程度であること。
これに出力抵抗と負荷電流による内部電圧降下を 引き算しての結果から使用可能な負荷範囲を
概算する手段を書いたつもりでした。

使用周波数が10Ｈｚ程度なので過渡現象を考察することは考慮のほかでした。
どうやらこの目的では使えそうなアンプなので過渡現象については考察するよりもむしろ、実際に
ステップ応答を観測するのが近道では。

>>571
オレは 563 ではないが、駆動可能電流 (5*26/30-3)/300　という式はデータシートのグラフ
から読み取った、あるいは等価回路から算出した近似式ではないのか。
それに対して貴方が言っているのは、＋出力時の駆動回路の等価内部抵抗のように思えるが？

>573 ですが >563 ご本人とカブッてしまいました。失礼。

>>573
その近似式が妥当でないのでは？と疑問を投げかけている。

>>575
なるほど。
１個の IC をテストした実例と、データシートのグラフでは、後者のほうに信頼感がある。

追記。>570 がいう 「・小信号出力特性と大振幅出力特性をゴッチャにする」話を
しているようだ。出力インピーダンスは小信号特性。最大出力電流は大振幅特性ね。

>>572
>電圧スイング能力は電源電圧の26/30程度であること。
>これに出力抵抗と負荷電流による内部電圧降下を 引き算しての結果から使用可能な負荷範囲を
>概算する手段を書いたつもりでした。

26/30の式ではダイオード等の非線形成分が考慮されていないです。
その為、電源電圧が下がった時の算出値に誤差が多くなります。
使用可能な負荷範囲を概算するのであればその他のグラフや
内部等価回路を参考にすべきではと思います。
ステップ応答についてはその通りですね。

>まず出力ｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽ云々で駆動能力を知りたいのかと判断しました。
これは私も同感です。実際問題、質問者からの情報が無い事には、
これ以上詳細に検討しても無意味だとは思います。

OP アンプの最大出力電流から、出力インピーダンス (無帰還時) を推定するのは無理。
また、無帰還時の出力インピーダンスから最大出力電流を推定するのも無理。
但し市販されている OP アンプでは、両者には相関関係があることは認めます。

>>571
イタすぎ！

そもそもの質問は、>>537-538だ。質問の要旨は、
「ボルテージフォロアで、直流に近い動作領域での出力抵抗を教えてほしい」だ。
>571の"間違いのポイント"は、出力抵抗を出力飽和電圧で考えている点だ。
質問に適切な回答は、＞2KΩの負荷における�儼o/�僮oだ（＞2KΩは、データシートの
開ループゲインの測定条件から、＞2KΩが推奨負荷条件であることがわかる）。
推奨動作条件での回答もせずに、数百Ωの低インピーダンス負荷駆動時のような
特殊な動作条件で回答すべきではないだろう？

大して知りもしないバカが、クドクドといいわけがましい書き込みをしやがって。
知らないなら「知らない」でいいだろう。>>539の回答は、明らかな誤りだよ。

そもそも質問者の文章から、そのレベルを察した上で、その回答は、
「ご使用の条件では、ほぼ0Ωとみなして差し支えないと思います。
ただ、負荷は＞2KΩにしてください」、「この動作条件で0Ωと
みなせない場合には、あらためてご質問されるのが良いと思います」
で済む話だ。

また雑魚が沸いたｗ酒でも飲みながら観戦するとしようｗ

「自演」あわれだな

>>582
前にも書いたが、自分のした事を人のせいにするのは良くない。
若しくは、自分がしょっちゅう自演してるから、他の人もそうだと思い込んでるのかな。
なぜ俺が自演しなきゃならんのだ。

>>580
イタいのは貴方だ。スレの流れが読めないのかね？
>>571のレスは>>563のレスだ。


>質問に適切な回答は、＞2KΩの負荷における�儼o/�僮oだ（＞2KΩは、データシートの
>開ループゲインの測定条件から、＞2KΩが推奨負荷条件であることがわかる）。

２ＫΩ以上なのは電源電圧が±15Ｖの時だ。質問者は電源電圧について言及していないが
それでも推奨条件で話を進める訳かい？それとも±５Ｖなんて推奨されてないのだから使っちゃいかんと言う事かねｗ


>そもそも質問者の文章から、そのレベルを察した上で、その回答は、
>「ご使用の条件では、ほぼ0Ωとみなして差し支えないと思います。
>ただ、負荷は＞2KΩにしてください」、「この動作条件で0Ωと
>みなせない場合には、あらためてご質問されるのが良いと思います」
>で済む話だ。

気の毒な奴だな。
ＯＰアンプを一寸でも弄ろうなんて奴は、反転アンプと非反転アンプ位は目にしているはずだ。
そしてボルテージフォロアなんて言葉を知ってる奴は入力インピーダンスが高くて出力インピーダンスが０Ωに近い事くらい
セットで目にしてるはず。にもかかわらず等価回路を持ち出してまで>>537の質問をすると言う事は
その考え方では問題が出て来たと考えるのは別におかしくない。
まあ、>>580ご推薦の回答以外は認めないなんて言われても、そんな物に習うつもりは毛頭無いので
ご自分で回答するのが吉だと思うよ。後だしジャンケン野郎！

>>583
「どう見ても、言い逃れにしか見えん」
このスレ見ている多くの人が、そう思ってるだろうね。

俺は、>>543や>>550だ。当日は見物させてもらってた。面白かったよ。
また、こう言う笑えるのをお願いしますね。

なあなあ、オマエたちの中に、娘の名前に「ひず美」なんて
名前つけちゃった奴いない？もしくは、これからつけちゃお
うかな〜なんて思ってる奴いない？

>585
さっきラジオで言ってたことが参考になるかも？

「悪魔」って名前をつけるのどうので揉めたじゃん？
あの子、いまは保護施設で生活してるんだって。
悪魔って名前をつけようとするような人間が親になると、
こう言った顛末になるんだなと思ったよ。かわいそうに・・・

＞皆様
さて、例えば LM358 の出力インピーダンス (オープンループ) は、
どのように見積もり計算をしたらいいのでしょうか。周波数特性もあるはずです。
http://www.fairchildsemi.com/ds/LM%2FLM258.pdf　(抵抗値が未記入)
http://www.onsemi.com/pub/Collateral/LM358-D.PDF　(接続点ミスあり。書き方ヘタクソ。抵抗値はあり)
http://www.st.com/stonline/books/pdf/docs/2163.pdf　(わかりやすい簡略化回路)
http://www.jaycar.com.au/images_uploaded/LM158.PDF　(ご本家)

>>583
サァ、出番ですよ！

すいません。
ブレッドボードでオペアンプ回路構築してみましたが、使用してる電源は
角型の9V電池1個です。この場合の電位差は+9Vと-9Vということでしょうか？

単電源のOPAMPで差動回路を作りたいのですがどうしたら良いのでしょうか。
入力は、０〜0.5V
出力は、０〜５V　　レールツーレール
電源電圧24V

よろしく

>>590
レールツーレールの意味を言ってミロ

>>589
そのおり。電池のマイナス端子を基準にして、プラス端子の電位は＋９Ｖ。
電池のプラス端子を基準にすれば、マイナス端子の電位は−９Ｖ。
でも本当の質問はちぃがうじゃろな。

>>590
「 入力は、０〜0.5V　出力は、０〜５V　レールツーレール　電源電圧24V」
これはとっても矛盾しておじゃるのじゃ。
質問を見直して来てけろ。 レール to レールを除外すればいいのじゃろか。

>>587
大先生がお越しになるまで、今しばらくお待ちください。

>>583
センセー、お客様がお待ちです。

>587 です。
いやしかし、IC 内部回路の抵抗値なんて、極端に間違えない限り、どうでもいいように
作っていますね。改めて感服しました。

>>588
>>593
調子づいてますねぇ。面白そうなので暫く酒でも飲みながら、いや、酒は飲まないのでトマトジュースでも飲みながら
楽しませてもらいますよ。是非、貴方の持論を聞いてみたいものです。
>>570から察するに、定電流回路やエミホロのインピーダンスも真面目に見積るのでしょうし
当然の事ながら、見積もった結果が大幅に違っていては意味が無いですから、見積もり値の確度も考察して頂けると
嬉しいなぁ。いやぁ楽しみ。

＞587　の問いに対して (全部いっぺんには無理としても) 順番に答えていく、
その謙虚な姿勢が大切ではないでしょうか。>587 の問いは、決して >587 個人の
思いつきの問いではないでしょう。

なにこのスレ…

>>596
ですよね。ちょっと、おへそ曲げたからって。
でも、ひけらかしたいんでしょうね、バカ話。
なんかイッパイ書いてますよ、バカ話のタネを。これがスクスクと成長して、
アレになるんでしょうな。

>>587
「＞」に続くコテを、大先生のそれにしてみてはいかがでしょう？
でも、呼び捨てはいけません。「〜大先生」とかがあったほうが、
いいと思います。
多くの皆さんが期待しています。
前例は、>>537-538の質問に対する回答の>>539で、その要旨は、
「DC〜10Hzのボルテージフォロアの出力抵抗は、300Ωになる！」でしたｗｗｗｗ

>>598
ありがとう。いけないことですが、あんまりよくレスを読んでなかった。

＞539　300Ωになる。
これ↑はやっぱり、イケナイですよね。

すまん
レール to レールを除外します。
電源電圧の変更で・・・と言い訳しとこ
ただ、0V側の性能が単電源では心配だがレベルシフトせずに使いたい。

>>590 >>600
＞単電源の OPAMP で差動回路を作りたい
＞入力は、０〜0.5V
＞出力は、０〜５V

もちろん電源電圧は５Ｖ以上必要ですね。ところで、利得は？　入力数は？
利得は１０で、入力数は１だとします。それでも：
＋入力信号は０で −入力信号があっても、出力は０のまま。それでいいのですね？

y = a1 * x1 - a2 * x2
はて、y >= 0 とする a1, x1, a2, x2 の範囲は？　自由にはなりませんよ。

>>596
>その謙虚な姿勢が大切ではないでしょうか。

確かにその通りだと思います。
しかし、ここ数日でチャチしか入れることの無い主の見解を見てみたい興味もあります。
まあ、匿名ですからどの書き込みがそうだとは断定出来ませんが、どのような意見が飛び出すか楽しみにしております。

>>603
いや、技術奴隷さまにおかれましては、>587 の問いなどは、すいすい解けるだろうと思っていました。

あっと、ごめんなさい。現実的な仮定をつけていいです。(こう仮定すれば、で、可)
それをつけないことには、とても答えられないと思います。

>>601
>＋入力信号は０で −入力信号があっても、出力は０のまま。それでいいのですね？

はい。−は基本的に無いものとします。
ご教示ください。
お願いします。

>>599
Ro=300Ωと言うことは、出力電流変化1mAで出力端子電圧が0.3V変化することを
意味します。もしボルテージフォロアでそんなに変化したら、
「これはRo=300Ωだ」と思わずに、「あ、これ壊れてる」と思いましょうｗ

この流れなら聞ける！
ttp://www.riam.kyushu-u.ac.jp/gikan/houkoku4/TRIAM_1M.pdf
の回路の動作がよくわからんとです。
使うオペアンプのオフセットの差ならとれそうだけど、
それ以上に小さくできるのがよくわからんです。

>>606
口で言うと誤解を招きそう。図で書いて、念のためシミュレーションもしておきました。
おっしゃるような単電源なら、V2 の出力 = 0 です。グラフの V(out) が 0 より小である
部分は０だと見なせばいいわけです。利得は１０としています。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0924.png

0V 付近でのドライブ能力を気になさっていたようですが、out 端子と Gnd 間に適度な
抵抗を接続し、負荷インピーダンスを適度に大きくすれば、多くの場合問題はないでしょう。
(0.01% を問題にするようだと、もっと考えなくてはネ。)

>>608
ひつこく説明しているから全部を読めばわかるのだろうけど、最初の部分を
見た限りでは、主積分器 A1 のオフセット電圧をキャンセルするだけ。
積分中は「し〜らない」という方針だとおもふよ。

1ページの図１の回路だと
CH,RH無視してついでにA3も無視すると、
けど、A1,A2のオフセットも考慮して計算すると、
ei=DC t→∞でA2のオフセットがそのまま残ると思うんだけど。

>>611
A1のオフセットをとるのが目的でA2のオフセットはあっても積分されないから

SWがオンの時はeoが(A→∞,t→∞)で、-V2offsetになったのですが、
ex=(eo+V2offset)A2で、eo=-V2offsetにすると0になるって事ですか！

A1の非反転入力が完璧に０になると。(A→∞でですが）
ってことであってますか？
結構古そうな回路(P.8の実測値が1988年）ですが、
今でもこの手の回路って使われてるんですかね？

ごめんなさい　読み直したら既におかしいですね。
>A1の非反転入力が完璧に０になると。(A→∞でですが）
まず、非反転じゃなくて反転だし、そうだとしても０にならずに
非反転にかかってることになるVoffset1が反転(V-)にでるだけですね。

もう1日考えてみます。

>>609
ありがとう

>>608(>>614)
動作は、おそらく次の通りでしょう。
SWが閉じて安定しているとき（FBが有効）、icは流れませんよね？
「eoが一定」と言うことからも、「icは流れない」と言えるでしょう？
しかしiRは、積分器の入力オフセット電圧とeiの電位差をRtで除算した
分だけ流れます。しかしSWが閉じているので、iRはixによって打ち消されます。
Swが開いても、CHの電圧でA3出力電圧はSwが閉じているときの電圧を保ちます。
つまり、ixはSwが開いた後でも流れ続けるわけです。このixは、ic=0のとき
(Swが閉じているとき)と同じです。つまり、ixは積分器の入力オフセットに
よるiRを打ち消す電流です。このことから、等価的に入力オフセット電圧が
キャンセルできるわけです。

・・・わかりますか？

616さんありがとうございます。
納得です。
電流で考えるとすっきりしますね。
出力eoが0にならないとってイメージにとらわれてましたが、
A1のオフセット電圧によって流れる電流分を横取りするってことですね。
ありがとうございました。

>617
スッキリしてもらえて、よっかたトですｗ
あなたの理解で間違いありません。

>>608 は理解力がいいな、おれはまだわからん

>619
「どの辺りが、なぜ分からないのか？」が、分からない・・・

A3が簡略化されてるのはそこのｵﾌｾｯﾄが乗るからかなーとか思うんだけどどうか

A3のオフセット電圧（入出力間電位差）は、関係ないですね。
A3以外にA2もA1も、それらの入力オフセット電圧は関係ありません。
考えの出発点に誤解がありませんか？
以下の点を確認してください。

この回路は、原理的には積分器だけあればよいのですが、ある問題があって
それを解決するための回路です。「オフセット」と言う言葉から少し距離を
おいて考えるほうが理解が早いと思います。
さて積分器だけで発生する問題は、「入力電圧が積分開始の前後で変化していないにも
関わらず、入力電圧が変化したように見える」と言うことです。
原因は積分器の反転入力端子電圧と入力電圧の電位差による電流です。
この電流を何らかの方法でゼロにすることができて、それを積分している間も
保持できれば入力電圧の変化がないときは、積分器出力にも変化が現れないはずです。
これをどうやって実現するのか？が、あの回路です。
SWが閉じてループが閉じているときに、問題の電流がどうなっているのか？
が分かれば、SWを開いたときの動作も理解できると思います。

>608　の「長時間積分器」 ttp://www.riam.kyushu-u.ac.jp/gikan/houkoku4/TRIAM_1M.pdf
を見るのなら、第１図はよくない。第４図を見るべし。ホールドエラー補償回路も見なくていい。
なお、近頃「長時間積分」は数値計算をする例が多いと思います。

追記。第４図を見ても、RH 200kΩ！　大きすぎじゃないのか？　何のためにそんなに大きく
したのか不明。どちらにしても、TRIAM_1M.pdf は重要でない計算を延々としてみたり、
最終回路に不審な点があったりで、教材・見本としては不適だろうな。

いまどき時定数の長いLPFを数十分単位で運用するとき
AD変換せずアナログ回路のみで実装するとしたらどうするんですか？

>>625
LPF でなく、積分器の話です。(LPF なら少し楽ですね)

「数十分」なんていう目安が出てくるところを見て：
デジタル回路で積分器を実現するなら、A/D 変換のサンプリングレートは小さくてよい。
安価で低消費電力な IC もあるだろう。プリアンプの低ドリフト性能は重要だけど。

アナログ回路で積分器を作っても、前レスs のように準備期間はオフセットキャンセルも
できるが、積分中は不可能。積分コンデンサーのリーク電流・誘電体吸収現象には対処不可能。

サイズ、コスト、安定度 (＋経年変化) も考えて、そのような分野では数値積分をするのが
ほぼ常識になっていると思ったのだが。

>>624
>RH 200kΩ！　大きすぎじゃないのか？
Page5/9を読むと、チャージ・インジェクションを疑っています。この影響を
小さくしようとした残骸かもしれませんね。

>>625
>いまどき時定数の長いLPFを数十分単位で運用するとき
>AD変換せずアナログ回路のみで実装するとしたらどうするんですか？
「アナログ回路で済むのなら、アナログ回路で済ませたほうがいい」とした
考えはあると思います。ディジタルだと、配線も規模も大げさになりますからね。
例えばこの回路だと、アナログ出力信号をアナログ・マルチプレクサ（データ・ロガー）
で選択すればいいだけです。ディジタル化すると個別の制御装置や通信など、
規模が大きくなります。私の目線からは、無駄にシステムを大規模化しているケースが
多いように感じます。アナログが分かっていれば、小規模にすることができるのに・・・
と思うケースです。このクラスだと、アナログもアリだと思います。
むしろ、写真のチャンネルの多さからは妥当な選択だろうと思います。

>>627
＞むしろ、写真のチャンネルの多さからは妥当な選択だろうと思います。

見解の相違だろうけど、１ｃｈだけで、出力はアナログ信号で！ という要求
だったらアナログのまま処理する方法もアリだと思います。しかし
多チャンネル入力で、出力を受け取ってグラフに描く、とかまで考えると
デジタル化の利点のほうが多いと、私は思います。

>>627
＞＞RH 200kΩ！　大きすぎじゃないのか？
＞Page5/9を読むと、チャージ・インジェクションを疑っています。この影響を
＞小さくしようとした残骸かもしれませんね。

ありがとう。斜め読みしていました。

しかし 200kΩ * 1nA = 200μV だし、使っている OP アンプのオフセット電圧・電流の
温度ドリフトと大競争をしているみたいですね。
LF15x/LF35x は発売当初は超低バイアス電流だったけど、いまでは全然そうでない。
オフセット電圧の温度ドリフトも小さくないし。

上で出てるオフセットキャンセル回路は完全積分器ですが、今回想定してるのはLPFです。

適当にCRででも適当なLPF組んで後はADC通しちゃうのがやっぱり楽なんですかね。
んでデジタルフィルタで好きな時定数、傾きにしちゃうと。

>>624
>追記。第４図を見ても、RH 200kΩ！　大きすぎじゃないのか？　何のためにそんなに大きく
>したのか不明。

2重積分になって発振するから大きくせざるを得ないんじゃ？

>>627
ケースバイケースだけど、この場合俺だったらデジタルで処理する。
信頼性や後々のメンテ、出荷前の検査工数も含めて考えると
デジタルで信号処理した方がコストダウンする可能性大。
趣味・実験、或いは精度信頼性がどうでもいいならアナログ方式を使う。

>631
それこそ、出力インピーダンス（抵抗）を勉強した方がいいｗ
200[KΩ]の理由にはなりませんよ。

>>633
ほんとに気の毒な位XXだねぇ
よっぽど>>468から始まる俺のレスにカチンと来たのかｗ
しかし何度でも書くが、粘着の方向を間違えてるよｗ
アナログのセンスは本を読んでお勉強しただけで簡単に身に付く物じゃない。
まだまだ勉強が必要な様だからがんばってねｗ


2重積分すれば安定度が悪くなって発振するのは当然だよ。
だから入力へ帰還させる抵抗は８２０ｋと大きく取ってあるわけだが（勿論他にも理由はあるが）
それだけじゃ足らない。RNが０だとスイッチの抵抗分とCNで構成される時定数で遅れが生じる為、確実に発振する。
得意のゼロΩ出力インピーダンスｗのボルテージフォロアを持ってきたとしても容量負荷には勝てないから必ず発振する。
なので高い周波数で位相を進ませる為にRNを入れる訳だ。
RNをドライブ側の出力インピーダンスよりも十分大きくすれば発振は減るが
オペアンプ等の遅れ（≒積分特性）も有るので、０にはならない。
位相余裕が少ない為に発振気味の応答となり、微小なノイズ等が入力されると減衰振動を伴う。
もしRNが小さい場合、CNの電圧はこの減衰振動に追従して変化する。
この減衰振動中にスイッチがOFFになり、積分動作が開始されてしまうと
スイッチがOFFになった時点のCNの電圧が積分されてしまう。
せっかくのオート０回路がオフセット注入回路に成り下がってしまう訳だ。
つまり、ノイズにより励起された減衰振動にCNが追従するのは不味いという事だ。
だから２００Kもの高い抵抗値が必要になる。

出力インピーダンスも勿論だが、ボード線図位は書ける様にしといた方がいいよ。
若しくはフリーのバカチョンｓｐｉｃｅ位は勉強した方が良い。
まあ、入出力を繋げた時のノイズにまで頭が回る様になるには暫く時間が掛かると思われるが
千里の道も一歩からと言うし、自分でやった分しか身に付かないのでがんばってね。

技術奴隷ﾀｿｶﾞﾝｶﾞﾚ〜　(´･∀･`)ﾉｼ

よくもまぁ、恥ずかしくも無くそんなことが書けるなｗ

定性的な言葉ばっかりしか出てこないのがちょと不満です。
ttp://www.riam.kyushu-u.ac.jp/gikan/houkoku4/TRIAM_1M.pdf　の図３。
X1 と X2 の性能、特に X2 のオープンループ利得・位相特性が定まらないと話が
進みません。ところで、X2 はオープンループで使っていますが、利得 10 とか 30
で使ってはいけない理由は何もありませんよね。

ttp://www.riam.kyushu-u.ac.jp/gikan/houkoku4/TRIAM_1M.pdf　の図４。
ホールドエラー補償回路は一時脇に置いて、SHM-IC-1 の入力 AMP の性質を明らかに
しないことには、これも話が進みません。はてこれは OP アンプなのか OTA (operational
transconductance amplifier) なのか？

この辺までを明らかにしてから「２重積分」云々の話をしてもらいたいものです。

言い忘れ。同じ変数 (たとえば時間) に関して２回積分するのは２階積分といいます。
２重積分と言うのは、変数 x に関して積分し、さらに変数 y に関して積分する
場合に使う用語だと思います。まあ分野によって用語・用法は違うから、目くじらを
立てるような話ではありませんが。

あ〜か〜コ〜ナ〜、机上の空論
あ〜お〜コ〜ナ〜、電子工作マニア

さぁ、亀田vsランダエダ戦以来のバカ試合の始まりです！

電子工作関連人物ヲチスレ２
http://science4.2ch.net/test/read.cgi/denki/1152872629/180,198

阿呆Qって認定されてるんだから、相手するのも荒らし並みの低レベル。
相手してるのは新人だと思うが。

ばぁ〜かぁ〜コ〜ナ〜
あ〜ほぅ〜コ〜ナ〜

久々に覗いたが相変わらず馬鹿ばっかりだな。
数行のシッタカぶりしたつもりの揶揄がほとんどｗ
恥ずかしいのはお前だｗ

>634
下手ななりすましは、やめたほうがいい。あんたは、タダでさえ
あたまがタラないんだから・・・

ほら、しっぽが見えてるよｗ

>>643
しっぽって？詳しくｗ
前にも書いたが、自分の行動を人に当てはめるのは間違いだｗ

ｶﾞｿﾊﾞﾚ技術奴隷ﾀｿ　(´；ω；`)

>>637
>定性的な言葉ばっかりしか出てこないのがちょと不満です。

「不満です」とか言われても…>>634は>>633のレスなのだから十分と思いますが？

>X1 と X2 の性能、特に X2 のオープンループ利得・位相特性が定まらないと話が
>進みません。ところで、X2 はオープンループで使っていますが、利得 10 とか 30
>で使ってはいけない理由は何もありませんよね。

話が進むも進まないも、20年近く昔の回路で、現実に有る回路なんですが？
なぜ利得１０とか30の話をしないといけないのかな。それこそ話が進まない理由では？
まあ、俺なら30倍なんて低い利得では使わないけど…理由は考えてみてね。


>ホールドエラー補償回路は一時脇に置いて、SHM-IC-1 の入力 AMP の性質を明らかに
>しないことには、これも話が進みません。はてこれは OP アンプなのか OTA (operational
>transconductance amplifier) なのか？

SHM-IC-1については>>634を書く際に検索してみましたが資料が見つかりませんでした。
家に帰れば古いICマスターにでも載ってるかも知れませんが…
しかし、そんな物を見なくとも
ttp://www.riam.kyushu-u.ac.jp/gikan/houkoku4/TRIAM_1M.pdf　の図３を見れば明らかに
ゲインのピークがあり、位相が回っている事が確認出来る。
これだけのピークを持つ回路ならリンギングが発生してもおかしくは無いですね。
資料には、現状と違う旨は書かれていないうえ、「ピークはあるが問題ない」としているので
多分実機でも発生していると思いますが？

>この辺までを明らかにしてから「２重積分」云々の話をしてもらいたいものです。
>>638
>言い忘れ。同じ変数 (たとえば時間) に関して２回積分するのは２階積分といいます。

確かに２重積分になると言うのは変な使い方のような気もします。
が、現状の回路においては図３のx2は積分器として働くので、クワドラチャ発振回路そのものです。
確か、この発振回路は２重積分型発振回路とかだった様な気がしますが？…
検索しても１件しか見つかりませんでした。一般的でないのかな？

ちなみに２重積分で検索すると、大量に、ＡＤコンバーターがヒットしますね。

>>646
ありがとうございます。ボード線図を書きながら説明できればいいのですが、それにはかなりの
手間がかかります。そこで SPICE シミュレーション結果を示して説明することにします。

http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0936.png　の (1) つまり上半分を見てください。
kyushu-u.ac.jp/gikan/houkoku4/TRIAM_1M.pdf の図３ (あるいは図４) の回路を当方でシミュレート
した結果です。S/H (サンプル＆ホールド回路) はサンプル状態です。U2 (X2) は OTA でなく、
普通の OP アンプだとしています。
周波数特性に鋭いピーク (Q = 11 くらい) ができて、セトリングタイムも長くなっています。
(ピーク利得が図３に比べてやや小さいのですが、これはモデルのパラメーター値が異なるためでしょう。)

そこで回路を修正します。 結果を radio0936.png の (2) つまり下半分に示しました。 周波数特性は
おとなしい形になり、セトリングタイムはずっと短くなりました。U2 (X2) の利得を原回路より小さく、
しかも適切な値にすると、このような効果が望めます。

これで応答性はいいのですが、U1, U2 のループ利得を減らしたことで、U1 積分器のオフセット電圧を
補正する能力が阻害されていないか、確かめておきます。これもシミュレーション結果で示します。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0937.png
原回路では U1 のオフセット電圧 1mV に対して約 -0.4μV の積分器出力誤差を許容しなくてはなりません。
修正回路では U1 オフセット電圧 1mV に対して約 -20μV の積分器出力誤差を許容しなくてはなりません。

★だから原回路のほうがずっといい！　と決めてしまうのは早計です。これは積分の初期値になるのですから。
サンプル＆ホールド回路を生かし、ホールドステップ電圧のことも考えた設計の話は、次回で。

　旧 Datel 社の SHM-IC-1 は製造中止になったばかりでなく、データシートも公開されなく
　なってしまいましたね。しかし簡単なスペック表はあります。
　ttp://www.perel.fi/pdf/cd-datel_catalog.pdf#search=SHM-IC-1　(重いです)
　ttp://www.cd4power.com/　← 新社名での HP

>>647
おおっ、すばらしい！

>>647
GJ!
二枚目のpngオペアンプは理想オペアンプですか？
U2のオフセット電圧が出力に出ない？

>>649
ほとんど「お見通し」その通りです。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0937.png のほうは、
理想オペアンプで、但し 2nd pole はあり、を使いました。オフセット電圧は０。
Gain = 0dB での位相余裕は 45°だったと記憶してます。もう一回確認しておきます。

質問していいですか？

>>651
とりあえず聞いてから(誰かが)考えるｗ

>>647
このシミュレーションソフトの名前を教えて下さい。

すいません。
はじめてオペアンプNJM2073で音出してみましたが、32Ωの小さいスピカーのGnd網線を
反転入力ピン（2番4番）へ終端した時と、5番ピンのGndへ終端したとき
では後者の音が割れます。出力（6番8番）手前で10ΩをGndへつないでますが、
この部分の抵抗値で音の大きさが変わるもんなのですか？

ハァー･･･
誰か何か言ってやれよ・・・

>654
とりあえず回路図をうｐ
話はそれからだよｗ

>>654
NJM2073
http://semicon.njr.co.jp/njr/hp/fileDownloadMedia.do?_mediaId=2135
お聞きするが型番を間違えてはいませんか？

あれから自力で解決できました。
ありがとう。

>>655-657　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　(⌒ ⌒ヽ
　　　 ∧＿∧　　　　　　　　　　　　　（´⌒　　⌒　　⌒ヾ
　　　（ 　　　　）　　　　　　　　　　　（'⌒　;　⌒　　　::⌒　　）
　　　　（￣￣￣￣┴-　　　　　　（´　　　　　）　　　　　:::　）
　　　　 | 　（　　　 *≡≡≡≡≡三（´⌒;:　　　　::⌒`）　:;　　）
　　　　/　 /　　　∧ 　　＼　　　　（⌒::　　　::　　　　　::⌒　）
　　　 /　/　　　/ 　＼　　　＼　　　（　　　　ゝ　　ヾ　丶　　ソ
　　 /　/　（￣）　　|　|＼ 　（￣）　　　ヽ　　ヾ　　ノノ　　ノ
　 /　（　ノ　 （　 　|　| 　＼ ﾉ　（
⊂- ┘（　　　 ） └--┘ （　 　　）
　　　　 ＵＵＵＵ　　　　　　ＵＵＵＵ

感度もスルーレイトも高すぎだなこいつ自体がｗ

>>658
君にはもう教えないよ・・・

>658
初めてにしては上手にできたね。宿題はもう終わったのかな？

負帰還についてアドバイスいただきたいのですが、よろしいでしょうか？
ちなみに>>654ではありません。
念のため。

>>662 名前：774ワット発電中さん ：2006/08/21(月) 21:15:49 ID:XNYS8y55
> 負帰還についてアドバイスいただきたいのですが、よろしいでしょうか？

話があまりにも抽象的過ぎる。
たとえば｢オペアンプを使った負帰還増幅器を作っているが
動作に納得のいかない点があります。つきましては
自分で設計した回路図および実態配線の画像をupしますので
アドバイスください｣という具合に
『具体的に』書くべし。
なお、宿題の丸投げを見透かされるような書き込みは慎むこと。
(おそらく>>662は、レポート課題の丸投げだろ)

そして自己解決、>>658がコピペされるヨカーンｗ

抵抗なしで＋入力、出力からグランドへ負帰還で使用した抵抗が6Ωなのですが、
この場合の増幅は7倍ですか？
計算違っていましたら公式を教えてください。

わざわざ>>654ではないと前置きする理由が良くわかりました

>>665
つttp://www.nahitech.com/nahitafu/mame/mame3/hihanten.html

>>665
日本語か英語か、得意なほうでおｋ

>>665
言語明瞭意味不明瞭とはこのことか

>>665
>出力からグランドへ負帰還
負帰還とは言わないぞ。それはショートだ。

>>665

そんな表現では誤解されて当たり前。
回路図をupしる！

手書きですみません。
回路図に書き起こすとこうなります。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0946.jpg

>>672
このページを見てもらうと、
ttp://www.nahitech.com/nahitafu/mame/mame3/hihanten.html
お主の回路だと
R1=0Ω R2=6Ω
に相当するので、理論上、利得＝−∞　となり、帰還は掛かって
おらぬ。

× 利得＝−∞
○ 利得＝∞

orz

>>662

わかりやすい解説が>>667で紹介されているのに
それを全然参照せずに(あるいは全然理解せずに？)
>>672を書き込むとは、どういう神経だ？
もっと実力をのばしてから2chに来い！！！

たいしたことないアドバイスですね。
一応ありがと。

>>663-675（自分除く）　　　　　　　　　　　　　(⌒ ⌒ヽ
　　　 ∧＿∧　　　　　　　　　　　　　（´⌒　　⌒　　⌒ヾ
　　　（ 　　　　）　　　　　　　　　　　（'⌒　;　⌒　　　::⌒　　）
　　　　（￣￣￣￣┴-　　　　　　（´　　　　　）　　　　　:::　）
　　　　 | 　（　　　 *≡≡≡≡≡三（´⌒;:　　　　::⌒`）　:;　　）
　　　　/　 /　　　∧ 　　＼　　　　（⌒::　　　::　　　　　::⌒　）
　　　 /　/　　　/ 　＼　　　＼　　　（　　　　ゝ　　ヾ　丶　　ソ
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　 /　（　ノ　 （　 　|　| 　＼ ﾉ　（
⊂- ┘（　　　 ） └--┘ （　 　　）
　　　　 ＵＵＵＵ　　　　　　ＵＵＵＵ

私が本物です。
入力前の抵抗値ゼロも理解できました。
ともあれ、スレの流れと空気を読めず質問してしまいすみませんでした。

こんな私も自分で屁を浴びます。

>>662
　　 ∧＿∧　　　　　　　　　　　　　（´⌒　　⌒　　⌒ヾ
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　　　　（￣￣￣￣┴-　　　　　　（´　　　　　）　　　　　:::　）
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このスレはひとつ学んだら屁で感謝するのかｗ

カメレスごめん。
>>653　 LTspice です。

＞647 の続きです。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0948.png
図の上半分はホールドステップ電圧が０である理想の場合です。V(o1) 〜 V(o3) に
誤差電圧は事実上現れず、積分を開始しても出力が変化しないことに注目して下さい。

下半分はホールドステップ電圧ありの場合です。V(o2) は積分を開始してから 9ms
後に 200uV、逆算すると V(o1) は約 36nV になります。何らかの方法で V(o3) を
補正すれば、積分誤差を小さく抑えられます。

あっと、積分器 OP アンプにオフセット電圧 1mV があった場合を追加しておきます。
(回路図を縮めすぎちゃったし。)
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0949.png

図の上半分、ホールドステップ電圧がゼロの場合、積分器出力 V(o1) は積分を開始しても変化しません。
V(o1) 出力での定常誤差およそ -20uV ありますが、積分される誤差電圧はありません。
この成分は単に「出力から差し引く」だけで補正できます。

下半分、ホールドステップ電圧がある場合は、ホールドステップ電圧が積分されて出力に現れます。
この成分の補正は、ごく簡単には U1 のマイナス入力に抵抗器を一個接続し、反対側をトリマーポットに
つなぐ程度でも済ませられます。(自動ゼロ調整中の V(o2) はほぼゼロで、大幅に変動したりしないので)

どちらにしても、多チャンネル長時間積分器を今設計するなら、A/D 変換＋数値積分する方法を勧めます。

半良スレage

まちがい・いい足りないことを自己発見。
＞ホールドステップ電圧がある場合は、ホールドステップ電圧が積分されて出力に現れます。
＞この成分の補正は、ごく簡単には U1 のマイナス入力に抵抗器を一個接続し、反対側を
＞トリマーポットにつなぐ程度でも済ませられます。

えーと自動ゼロ調整中は、この補正が積分用 OP アンプに与えられないようにし、入力を積分
する状態になったら、補正を ON にするような SW を設ける必要があります。
そこまでするのなら、元回路と同じように S → H 遷移時にホールドコンデンサーに補正電荷
を与える方法のほうが簡単でしょうね。

素晴らしい方ですね。密かに応援してます。 屁ﾄﾞｿﾞｰ

>>682
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>>679

>>647で
>★だから原回路のほうがずっといい！　と決めてしまうのは早計です。これは積分の初期値になるのですから。
>サンプル＆ホールド回路を生かし、ホールドステップ電圧のことも考えた設計の話は、次回で。

とあったので期待したのですが…結局、

１）U2のゲインを落としたらリンギングはなくなりました。
２）誤差の抑圧は５５ｄｂから３５ｄｂに悪化しました。
３）R2を８２０Kから２２０Kに変更したので実際にはU2の誤差ホールドコンデンサの誤差
　　チャージインジェクション、U2の出力側のドリフト等の誤差は、元回路よりも３．７倍悪化します。なので積分誤差になります。

と言う事ですよね。元回路を改悪しておいて結果が
>どちらにしても、多チャンネル長時間積分器を今設計するなら、A/D 変換＋数値積分する方法を勧めます。
と言うのは今市、理解不能なのですが…

色々方法は有ると思いますが、>>647の方法以外のアプローチを書いて見ます。
これ↓がその回路です。
ttp://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0952.png
積分コンデンサから入力に帰還をかければ周波数が上がるにつれて位相が遅れるのは当然なので、R13を追加し
帰還成分は位相を進ませる事にしてみます。
広い周波数に渡って６０ｄｂ以上（数値はOPアンプモデルによるので、元回路の直流リジェクションレシオと同等と見てください）
の抑圧が得られており、元回路と同じレベルのオフセット調整を実行出来ます。
又、過度特性も極短い時間で速やかに収束しています。
８２０Kは弄ってないので、チャージインジェクションやホールドコンデンサ以降の誤差分は同等です。
R13を挿入した事によって、高い周波数での積分特性に影響がありますが、必要なら、積分期間はR13をショートすれば改善されます。
尚、ここにアナログスイッチを持ってきてもチャージインジェクションは10μFに対して軽微な上、積分されないので誤差は僅かです。

元回路は、センスコイルのアンプであり、AD変換するにしてもその前段の性能が悪ければそれなりの結果しか得られません。
又、例え16ビットADをもってきたとしても、ある程度の帯域で有効ビットを１６ビットとして製作するにはそれなりのアナログのスキルが必要です。
なので、一概にデジタルで処理すれば精度が上がると言う物でも無いと思います。

>>684
意図がうまく伝わらなかったようです。ごめんなさい。

＞１）U2のゲインを落としたらリンギングはなくなりました。
＞２）誤差の抑圧は５５ｄｂから３５ｄｂに悪化しました。
＞３）R2を８２０Kから２２０Kに変更したので実際にはU2の誤差ホールドコンデンサの誤差
＞　　チャージインジェクション、U2の出力側のドリフト等の誤差は、元回路よりも３．７倍
＞悪化します。なので積分誤差になります。

★ １）U2 の利得を適正にすれば、ゼロ補正中のフィードバックループの安定性がずっと向上し、
セトリングタイムも大幅に短くできます。
仮に U1 の利得特性を固定しておき U2 の利得特性を可変にしたとき、どの場合が最適か
ということは理論的にも導けるのです、実例 (SPICE シミュレーション) を１つ示して
説明したわけです。

★ ２）U1 オフセット電圧による誤差の抑圧比の悪化は、20*log(20/0.4) ≒ 40dB だと
私は計算しますが。>>647 参照。
「５５ｄｂから３５ｄｂに悪化」とは、どのような計算をなさったのでしょうか。
まさか電力の dB と電圧の dB をとり違えているわけではないと思いますが。

★ ３）自動オフセット誤差調整回路を使うと U1 の入力オフセット電圧はキャンセルされ、
回路を積分状態にしても U1 出力電圧は変化しない。但しホールドステップが０であるならば。
これを説明したのが http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0949.png　の上半分です。(>680)


● まずホールドステップ電圧がゼロの場合を考えてください。修正回路のほうが
ゼロ補正中のフィードバックループの安定性がずっと向上し、セトリングタイムも
大幅に短くなります。積分開始時の U1 出力電圧には誤差が現れますが、これは
積分の初期値になるだけであって、積分時間と共に誤差が増大してしまうような事態は
起こりません。ここまではよろしいでしょうか？

以下は次回。

ちょと訂正。ごめんなさい。
＞ ということは理論的にも導けるのです、実例 (SPICE シミュレーション) を１つ示して
　　　↓
＞ ということは理論的にも導けるのですが、実例 (SPICE シミュレーション) を１つ示して

たびたびゴメン。まだありました。20*log(20/0.4) ≒ 34dB です。

>>685
　　 ∧＿∧　（略　　　　　　

http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0952.png
エフェクター大好きです。それの共振周波数を うにうに と うまく 変えると、
どんな音が出てくるのか、とても楽しみですネ。

SPICE って、けっこう賢いようなところがある。
等比数列で、項比が < 1 ならきっと収束する。時間は無視して初期条件を勝手に
うまく設定してくれる。その賢さに騙されてしまうおそれはありますね。
もちろん、勝手に設定するな！　と釘を挿すことはできますが。
ごめん「シミュレーション板」に逝ってきます。

>>686
>仮に U1 の利得特性を固定しておき U2 の利得特性を可変にしたとき、どの場合が最適か
>ということは理論的にも導けるのです、実例 (SPICE シミュレーション) を１つ示して

なにをもって最適とするかは多分、成果物によります。安定度に関しては元回路はｆ特にピークがあるので
リンギングがかなりあるはずですが、その影響を軽減する為にRHを大きくして対策していると思われます。
また、シミュレーションなら長時間積分してもドリフト０の回路は比較的簡単に作れますが、現実の回路では
ttp://www.riam.kyushu-u.ac.jp/gikan/houkoku4/TRIAM_1M.pdf
の図５にある様に、同じ回路で繰り返し動作させるだけなのに、積分結果が極性が変わる程、大幅に変わります。
チャージインジェクションは当然キャンセル回路は付けるでしょうが、完全にキャンセルは出来ないうえに
経時変化も有るでしょう。更に>>679で言えば、E1も現実の物はドリフトがあるでしょうし、ホールドコンデンサも
充電された電圧がそのまま保持されるのはシミュレーションの世界だけです。
それを踏まえた上で、>>679の回路でのR2がオリジナルの１/３．７倍になっているという事は
上記誤差が3.7倍に悪化してしまうという事はよろしいでしょうか。

>★ ２）U1 オフセット電圧による誤差の抑圧比の悪化は、20*log(20/0.4) ≒ 40dB だと
>私は計算しますが。>>647 参照。
>「５５ｄｂから３５ｄｂに悪化」とは、どのような計算をなさったのでしょうか。

特に計算した訳では無く、>>647に書かれた源回路と修正回路のグラフから読み取っただけですので
自分でシミュレーションすればもっと正確な数字が書けるのでしょうが…
なので、U1のオフセットでは無く、前段のオフセットキャンセルに相当しますね。
>>647のグラフを見れば一目瞭然、ゲインを下げた分だけ特性が悪くなっていますね。
ｆ特のピークは改善されていますけど…


>積分時間と共に誤差が増大してしまうような事態は
>起こりません。ここまではよろしいでしょうか？

>>647のシミュレーションの上の話に限定すれば同意です。

馬鹿じゃねーの？
実際に作ってまともに動いてりゃそれでよしだろーが
机上の空論は問題が出てからにしろよ
早めに切り上げてさっさと実験を重ねな

こういう動けばいい馬鹿が増えるとホントに困る。
さらにこの馬鹿が自分より年上だとマジで悲惨。
DQN回避のために社名吊るしてよ

まあ最初のうちは、作った・動いた・感動した・ウレシイな♪　でいいじゃないか。
そのうち、２個目も同じに動くか？　１０、１００、１０００個作っても問題は起きないか？
調整箇所を減らせないか？　部品点数・部品コストを減らせないか、とか考えるようになる。
ふつうの人ならね。

どっかのエレベーターや湯沸し器設計した技術者もこんな奴なんだろ〜な。
趣味ならいいが、もし技術者ならマジで消えて欲しい。

お前が一人望もうが消えはしないよ残念だったな。

>>696
エレベータなんか「動いたからいいや」じゃなくて「動かないけどいいや」の域だろ。
あれはひどすぎる。動作確認してんのか？

>>692
＞>>647のグラフを見れば一目瞭然、ゲインを下げた分だけ特性が悪くなっていますね。
＞ｆ特のピークは改善されていますけど…

積分されない U1 積分器の出力誤差電圧が大きくなることより、系の過渡応答特性の
悪化 (なかなかセトルしない) による弊害のほうがはるかに大きいだろうと考えます。
各種のノイズ成分も高 Q のフィルターを通したように振動的な波形に変えられて、
なかなかセトルしないでしょう。対策法は Q を小さくすることです。(ダンピング
ファクターを大きくする)　代案はなさそうです。
これに対して、積分されない U1 積分器の出力は、積分の初期値になるだけであって、
積分器出力から差し引くだけで補正できます。

え〜と、ホールドステップ電圧とそのドリフト、U1, U2, U3 のオフセット＋ドリフト、
積分コンデンサーのリーク電流や誘電体吸収現象の話は次にしましょう。

NS 社が発表している LF356 の SPICE モデルには入力オフセット電圧・電流の典型例
が組み込まれています。"EOS 7 1 POLY(1) 16 49 3E-3 1" を "VOS 7 1 0" などに
置き換えれば、これを無効にできます。("IOS 2 1 3P" が Ios を指定しています。)

http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0957.png
上記は修正済みの LF356.lib を使い、セトリングタイムを理想 OP アンプ (2 pole) と比べた
例です。(Avol=1Meg GBW=10Meg Slew=10Meg としているので、実は LF356 より少し高速)

次はもう少し現実に近づけた回路のシミュレーションです。
http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0958.png
.tran 解析での回路動作は、0 〜 5ms までは自動オフセット調整状態、その後は入力積分状態。
V1 の DC 電圧 (U1 のオフセット電圧を模擬) は 0 〜 1ms までは 0、それ以降は 1mV。
.ac 解析結果のほうは上記の時刻 0 の場合です。

＞692
この回路の電圧バッファーとして E 電圧源を使うことを疑問に思っていらっしゃるようですね。
ざっと暗算して (というよりグラフ演算)、E 電圧源を使っても大勢に影響ないと判断
したので、簡単に済ませました。

なぜ E 電圧源を使っても大勢に影響ないのか。自動オフセット調整状態でのループ利得の
主ポールは U1, U2, U3 に関してそれぞれ１つづつあって、U3 フォロワーのポールが
最も高いことは明らかです。そのあたりの周波数ではループゲインが 0dB より小さく
なっているので大勢に影響ないのです。もちろん全く影響しないわけではありませんので、
一度は詳しく計算なりシミュレートして問題を起こさないか確認しておく必要はあります。

追記。元回路の SHM-IC-1 のようなハイブリッド IC 中で、電圧フォロワーは
その目的に特化した高速なバッファーを使っていると思われます。その意味
からフォロワー接続をした LF356 を使うのはむしろ不適切とも言えます。

ふと気づきました。自動オフセット調整状態で出力がまだセトル (settling time の settle
です。整定) していないとき、回路を入力積分状態に切り換えたらどのようなことが起こるか。
これを意識していない方も、もしかすると、いるのかも知れません。

http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0959.png
上半分は元回路で、開始から 10ms 後に回路を入力積分状態に切り換えています。ホールド
ステップ電圧は 0 としています。V1 の DC 電圧 (U1 のオフセット電圧を模擬) は 0 〜 1ms
までは 0V、その後は 1mV です。回路を入力積分状態にすると、あたかも入力電圧が存在する
かのように V(o1) 出力が変化していきます。V(o2) はすぐに飽和してしまっています。
V(o1) の電圧勾配は回路を積分状態に切り換える瞬間の V(o1), V(o3) に応じていろいろ変わります。

下半分は修正回路です。条件は同じですが、速やかに整定し、回路を入力積分状態にしても
自動調整が効果的に働いたので V(o1) 出力はほとんど変化しません。

もっと待ってから積分状態に切り換えればいいという反論もあるとは思いますが、そう簡単に
済むことではないでしょう。

連続投稿、しかも長文ゴメンなさい。

「あの回路はそんなに短い時間オーダーで動かすものじゃないよ」とかいう言葉が聞こえて来そう
です。もっぱらシミュレーション結果を早く見たいがために、やれ 1ms だ 10ms とかいう時間
オーダーで見てきましたが、ここでもう少し長い時間を考えてみることにしました。

とは言っても、前回の積分結果をキャンセルする＋自動ゼロ調整時間が 1s、積分時間が 1s と、
実際よりはずっと短い時間だとは思いますが。(いや、Tstop/Maxstep が大きいシミュレーション
は、結果が出るまで時間がかかるのでホント困ります。)

http://radio.s56.xrea.com/radio/src/radio0961.png
● 上半分は元回路に近い回路です。S/H のホールドコンデンサー直列抵抗 R5 は、あえて微妙な
値にしてあります。なお、この抵抗値をやたらに大きくすると、応答速度は低下し、回路インピー
ダンス上昇によってノイズの影響を受けやすくなるなど、あまり好ましくありません。

ここでちょっと困るのが U1 −入力の R2 820kΩです。大きすぎます。前回の積分測定結果を
クリアーするのに時間がかかりすぎ。よって、V(o1) の初期値 (の絶対値) は大きくできません。
この例では −1V にしておきました。

積分器の入力オフセット電圧は V5 1mV により独立して与えました。シミュレーション開始後、
約 650ms で前回の積分結果をクリアーし、その後 1s までの期間で自動ゼロ調整を行います。
ここで回路が振動的になっていますね。その後の積分区間は、なんとかこなしています。
実は V(o2) のグラフを見るとわかるように、V(o1) は、時間と共に少しづつ増加しています。

● 下半分は修正回路です。新規の修正箇所があります。U2 のフィードバック抵抗 R3 の左側を
o2 から o3 に接続変えしました。これで S/H バッファーのオフセット電圧はキャンセルできます。
前回の積分測定結果を −4V としても、これをクリアーし、まともに動作します。(820k/220k ≒ 4)
1ms 以降の V(o1) は -19.9uV で変化していません。(つづく)

(つづき)
★ 元回路の欠点を簡単にまとめます。(これは測定器の一部分だと考えています)
このくらいの時間オーダーで考えても、回路を振動的にしてしまうので測定スループットを
制限することになる。Q が高い増幅器をかかえているからノイズに敏感。OP アンプをオープン
ループで使っているから製品のバラツキが大きく温度変化等にも敏感。ホールドステップ電圧
補償回路などをつけたとき、それの調整により長い時間がかかる。

追記。もしも、S/H ホールドコンデンサーを大きくできないからドループが・・・ なんて
考えていたなら、それは大きな間違いです。前段の OP アンプの利得を制限すれば、
もっと大きな Ch が使えます。但し直列抵抗は小さめに。

SHM-IC-1 は製造終了だしデータシートもありません。叩き台にふさわしい現行の
アナログ S/H (sample and hold) IC として、どのあたりがいいでしょうかね〜。

訂正ごめん。
1ms 以降の V(o1) は -19.9uV で変化していません。
　↓
1s 以降の V(o1) は -19.9uV で変化していません。

スゲー。知識の塊だ。(｀･ω･´)カコイイ！

直接関連した話ではないけれど、http://www.national.com/an/AN/AN-294.pdf
(Apr. 1982 日付) なんて面白いですね。というか、そのような制限下で、よくも
そこまで考え、やったものだと、拍手したくなります。

高速OPアンプの勉強で簡単な-1倍の差動増幅器を作ってみましたが、
動作で判らない点があります。下に動作条件と定数を書きますので
どなたかアドバイス頂けないでしょうか?

・電源はリニア電源の出力を三端子レギュレータで正負安定化した15V
・パスコンは直近にタンタル2.2μF // セラミック103を入れるよう推奨
　→ 手持ちの関係でOSコンになりました。三端子は発振してないと思います

・使用した高速OPアンプは-1倍の動作が保証されたバイポーラタイプ
・差動増幅器の構成抵抗は手持ちの関係で R1=R2=R3=R4=2kΩ です
・実験回路なので補償の帰還容量はつけていません
　推奨値は 2pF
　一般OPアンプに合わせてつけた 47pF だと発振してしまいます
・信号源のインピーダンスは 247〜3.8kΩ　実験は 247Ω で GND ショート

　疑問内容

　AC電源由来の開閉サージに敏感で、出力をイヤホンでモニターしていると
　パチンと大きな音が出ます。これを一般のOPアンプに交換して比較して
　みると殆ど気になりません。使い方に問題があるのでしょうか?

>>708 で抜けがありましたので追記致します。

　実験の時、差動増幅器の NON-INVERTING は GND に落としていました。


　

>>708
>>-1倍の差動増幅器
と言う事は±15V電源なんだな、
原因は「たぶん」AC電源由来の開閉サージで、GNDレベルが暴れてるんだな
･････・きっと

>>710　お世話になります。
　はい。電源は±15Vの二電源です。

　ご説明によりますと、GND を揺らしてしまう開閉サージの強さあるいは、
　OPアンプ駆動の電源の出来が問われているように受け取りました。

　開閉サージは1階住人の生活に伴うもので、蛍光灯の点灯や消灯で
　発生しているようです。
　電源は自作のコンデンサーインプット(8,200μF)のリニア電源です。

　強い開閉サージは発生側で対策するのが筋ですが、それによって
　GND が揺らいでしまう電源装置に不甲斐なさを感じました。

　
　

　電源を見なおす

　

もしGNDレベルが暴れてるなら、電源よりもＧＮＤラインの引き回しに注意を払うべき
外来ノイズに強いＧＮＤラインの引き回し。
１点アース･ループ状にしない･パスコンの接続位置など

>>711

なんで GND なんて話になるのかなぁ。
まず、開閉サージで電源に何が乗っているのか、オシロで実際に見て
みるべき。電源起因ならパルス性のノイズはレギュレータでは止まら
ないので LC などでフィルタする。

でも、読んだ限りではイヤホンで引き回している出力線がどうなって
いるか、の方が気になる。まさか OP アンプの出力を直接引き出して
直結していたりしてませんよね。

テスト

>>710
　返事が遅れて申し訳ありません。
　ＥＲＲＯＲ：ブラウザ変ですよん。(referer1)とか出て来て書き込めなかったです。

　確かに GND ループの影響はありました。
　一点アースにしたところ…パチン-☆ → パチ くらいに収まりました。

>>711
　どうも。ご助言助かります。
　電源にヒゲ状のスパイクが乗っています。(負側にピッと振れます)
　OPの出力は 51Ω の抵抗をシリーズにかませていて、
　イヤホンはクリップで摘めるようになっています。

　>>708の単純回路で高速のOPアンプと一般のOPアンプで比較すると
　開閉サージの立ちと出力電圧が違っていますね。
　耳にガッと来るのは、性能の違いと取れば良いのでしょうかf(^^;

　やっと、書けた。。。